差分信号之剖析与探讨

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1、Introduction 驱动端发送两个大小相等，方向相反的信号，接收端会有一个相减器，比较 这两信号的差值，来判断逻辑位是 0 或是 1，此即所谓的差分讯号1。 而下图是实际 PCB 的差分走线1。 1 Advantage 使用差分讯号的第一个好处，就是具错误更正效果2。 由上图知道，如果在单端讯号中有噪声，则会直接进入接收器，严重一点可能会 造成逻辑误判。在那些对于时序有很精密要求的系统中，会有很重大的影响。然 而前述已知，接收端会有一个相减器，因此对差分讯号而言，即便有噪声，其噪 声会透过相减器相消。 2 由于差分信号的逻辑判断，是仰赖两个信号的交点，如下图4 : 不像单端信号依靠高低两

2、个电压判断，因而受工艺，温度的影响小，能降低时序 上的误差，同时也更适合于低幅度信号的电路。目前流行的 LVDS（low voltage differential signaling）就是采用差分讯号型式5-6，下图是 LVDS Connector 的 图片7 : 3 第二个好处，可以有较小的 EMI 辐射干扰，由于数字信号在逻辑切换时，会 因电压变换产生电场，进而产生 EMI 辐射，对邻近走线造成干扰9,15，如下图 12-14 : 由于高速数字讯号逻辑切换速度越来越快，而逻辑切换速度越快，则耗电流就越 大，同时频率也越高，由9可知，EMI 辐射强度与电流大小，以及频率成正比， 这等同于更进

3、一步加大了 EMI 辐射干扰。 而由11可知， 电磁波会有磁场与电场 成份，这表示若能降低磁场或电场大小，便能减少 EMI 辐射干扰。 4 而差分讯号所产生的磁场，会彼此相消，所产生的电场，会因彼此紧密地耦合在 一起，进而减少发散向外的机会8-10。 由于差分讯号可以减少磁场份量，以及减少发散向外的电场，进而降低 EMI 辐 射干扰，这也是为什么高速数字讯号一般都用差分讯号1。 5 而差分讯号除了可以产生较小的 EMI 辐射干扰，同时也具备了较佳的抗干扰能 力16-17，我们以下图说明 : B 跟 C 为差分讯号，而 A 为邻近的讯号，当 A 跟 B、C 靠得很近时， A 会把能 量耦合到 B

4、 跟 C，以 S 参数表示，A 耦合到 B 为SBA，A 耦合到 C 为SCA。当 B 跟 C 很靠近时，则SBA = SCA，而又因为 B 跟 C 的讯号方向相反，所以SBA跟SCA 是等量又反向，亦即彼此相消，这就是为何差分讯号拥有较佳的抗干扰能力。而 在射频电路中，相较于发射讯号，接收讯号多半很微弱，因此其接收路径多半采 差分型式，以便获得较佳的抗干扰能力，避免灵敏度下降18。 6 而为了得到良好的频谱利用率，到了数字通讯时代，多半会利用 IQ 讯号，来达 到 SSB (Single-Sideband) 的调变方式19，而因为 IQ 讯号会影响到调变与解调 的精确度，因此不管是发射还接收

5、电路，其 IQ 讯号都会走差分形式，避免调变 与解调精确度，因噪声干扰而下降18-19。 7 Length 由前述已知，差分信号的逻辑判断，是仰赖两个信号的交点，因而受工艺，温度 的影响小，能降低时序上的误差，如下图左。然而倘若该差分信号长度不相等， 则会因相位差之故，导致切换电压的时间点不同，如下图右的黄圈处，进而使得 逻辑判断错误4。 另外，由前述已知，数字信号在逻辑切换时，会因电压变换产生电场，进而产生 EMI 辐射，对邻近走线造成干扰，如下图12-14 : 8 但差分讯号所产生的电场，会因彼此紧密地耦合在一起，进而减少发散向外的机 会，进而减少 EMI 幅射干扰，如下图左。然而倘若该差

6、分信号长度不相等，如 下图右，此时 Length 2 为一单端讯号，亦即逻辑切换瞬间所产生的电场，会发 散向外， 产生 EMI 辐射干扰。 若 Length 2 越长， 表示该差分讯号的相位差越大， 其切换噪声的脉冲宽度就越宽，维持时间就越长4。 同时也由前述已知，邻近噪声对差分讯号的耦合量，会彼此相消，因而提高抗干 扰能力，然而倘若该差分信号长度不相等，如下图，则此时 Length 2 为一单端 信号，A 耦合到 Length 2 的能量无法消除，亦即 B 会很容易被 A 干扰。 9 而前述已知，为了得到良好的频谱利用率，到了数字通讯时代，多半会利用 IQ 讯号，来达到 SSB (Singl

7、e-Sideband) 的调变方式，亦即频谱上只能有一个 Sideband，如下图19 : 且 IQ 讯号都会走差分形式，避免调变与解调精确度，因噪声干扰而下降，亦即 会有I+、I-、Q+、Q- 四条讯号，如下图 : 10 由23可知，I+、I-、Q+、Q- 四条讯号线都必须等长，才能确保 IQ 讯号相位差 为 90 度，此时便如前述，频谱上只出现了一个 Sideband，如下图左。而只要有 任一讯号线不等长， 那么IQ讯号相位差就不为90度， 则称为IQ phase Imbalance， 在频域上，会出现另一个我们不要的 Sideband，称之为 Image，如下图右24: 而Image与主

8、频讯号的振幅差， 称之为Sideband Suppression， 若上图右的Length 2 越长，则 IQ phase Imbalance 就越大，亦即 Sideband Suppression 就越小。反 之，若四条讯号线都等长，亦即完全没有 IQ phase Imbalance，那么理论上会完 全无 Image，如上图左。 11 而由19,23可知，解调时，会以所谓的 EVM(Error Vector Magnitude)，来衡量 IQ phase Imbalance 的程度，如下图 : 而由23可知，EVM 与 SNR 成反比，如下式 : 亦即若前述的 Length 2 越长， 那么

9、 IQ phase Imbalance 越大， 则 EVM 越大， SNR 越小，灵敏度就越差。 12 以上皆为差分讯号若不等长的影响，因此，在设计差分讯号时，最重要的就是要 等长，越是高速讯号，越要注意等长5-6。然而实际上，有可能因为 IC 的 Pin 位置关系，使得差分讯号会不等长26。 或是会因为转弯缘故，使得外侧走线会多出额外的长度，导致相位差，因而产生 额外的共模噪声26。 13 因此通常会针对长度较短的走线，用所谓的蛇状线，额外再增加长度，使其差分 讯号达到等长的目的，如下图2 : 但要注意的是，其蛇状线要位于不等长之处，如下图绿圈处，而不要位于等长之 处，如下图蓝圈处。因为纵使

10、蛇状线，能使差分走线在接收端时的总长度等长， 其相位差降到最低，然而下图蓝圈处跟绿圈处，都会因长度不等而有相位差，进 而产生额外的共模噪声。换言之，绿圈走法是接收端几乎无相位差，但在讯号传 递过程中，会有一次相位差，产生一次额外的共模噪声。而蓝圈走法是接收端几 乎无相位差， 但在讯号传递过程中， 会有两次相位差， 产生两次额外的共模噪声， 因此最好采绿圈处走法。而上图是因为不等长之处在 BGA 的 Pin 里面，并无空 间可以走蛇状线，因此只好将蛇状线设计在等长处。当然若空间许可，采绿圈处 走法较佳40-41。 14 Separation 由28可知，差分讯号的阻抗，与间距会有关系，如下图27

11、 : 因此差分讯号的间距要维持固定，否则会因阻抗不连续而产生反射，进而导致 EMI 幅射干扰加大12-14。 15 另外，差分讯号的间距，不只与阻抗有关，也牵扯到抗干扰能力，我们以下图作 说明。 B 跟 C 为差分讯号，而 A 为邻近的讯号，当 A 跟 B、C 靠得很近时，亦即 S1 很 小时，A 会把能量耦合到 B 跟 C，以 S 参数表示，A 耦合到 B 为SBA，A 耦合到 C 为SCA。如果 B 与 C 靠得很近，亦即 S2 很小，则SBA = SCA，而又因为 B 跟 C 的讯号方向相反，所以SBA跟SCA是等量又反向，会彼此完全相消，因而将 A 对 于 B、 C 的干扰降到最低。

12、然而， 若 B 与 C 离得很远， 亦即 S2 很大， 则SBA SCA， 那么SBA跟SCA便无法完全相消，此时 B 会受 A 的干扰。由此可知，若差分讯号 要具有最佳的抗干扰能力， 则间距必须越小越好。 当然， 由前述可知， 间距越小， 其阻抗就越小，这会使阻抗无法控制得宜，因此，更精确一点讲，在符合阻抗控 制的前提下，其间距必须越小越好，这样才可有较佳的抗干扰能力。 另外由前述可知，差分讯号可以减少磁场份量，以及减少发散向外的电场，进而 降低 EMI 辐射干扰。然而，倘若 S2 过大，则磁场无法完全相消，且彼此间所产 生的电场，也会因耦合量降低，进而增加发散向外的电场，导致 EMI 辐射

13、干扰 加大，因此，在符合阻抗控制的前提下，其间距必须越小越好，这样才可有较小 的 EMI 辐射干扰。 16 而前述提到，因此通常会针对长度较短的走线，额外再增加长度，使其差分讯号 达到等长的目的，如下图 : 但由上图绿圈处可知， 虽然等长目的达到了， 但会因间距加大， 导致阻抗不连续， 抗干扰能力降低，以及 EMI 辐射干扰加大，该如何取舍呢? 前述说过，差分讯号不等长，会造成逻辑判断错误，而由4可知，间距不固定 对逻辑判断的影响，几乎是微乎其微。而阻抗方面，间距不固定虽然会有变化， 但其变化通常在 10%以内，只相当于一个过孔的影响。至于 EMI 幅射干扰的增 加，与抗干扰能力的下降，可在间

14、距变化之处，用 GND Fill 技巧，并多打过孔直 接连到 Main GND，以减少 EMI 幅射干扰，以及被干扰的机会29-30。如前述， 差分讯号最重要的就是要等长，因此若无法兼顾固定间距与等长，则需以等长为 优先考虑。 17 Bend 前述提到，差分走线有可能会因为转弯缘故，使得外侧走线会多出额外的长度， 导致相位差，因而产生额外的共模噪声，因此最常见的方法便是再转一次弯，使 原本内侧走线变成外侧走线，增加额外长度，来达到等长之效1。 但上图的转弯方式，不管是第一次转弯还是第二次，都不尽理想，因为 90 度的 转角，会造成阻抗不连续，进而产生反射42。 18 另外，由43可知，理想的差

15、分讯号，是存在模态转换，但 90 度转角会引起 相位差，导致部分讯号会差模转共模，产生额外的共模噪声，进而产生 EMI 辐 射干扰。 19 且由42,44可知，若上升时间越短，其 90 度转角引起的共模噪声就越大。 而下图中的 L 越长，其 90 度转角引起的共模噪声也越大42。 20 而若以眼图分析，由于 90 度转角会阻抗不匹配，以及部分讯号会差模转共模， 因此会有损耗。且又因相位差而产生 Jitter，换言之，90 度转角会使眼图的眼高 跟眼宽都变窄12-14, 45-46。 因此在走线过程中，要极力避免 90 度转角47。 21 当然，实际的 PCB 走线，不可能从头到尾都直线，没有转

16、弯，换言之，转弯是 无可避免的，因此可利用 45 度转角，以及圆滑转角，来取代 90 转角47。 例如前述的二次转弯，可用下图右的方式代替2,48。 或是因BGA的Pin不对称， 需靠转弯来达到等长之效时， 可用下图方式达成41。 22 由45可知，转角所造成的相位差，以 90 度转角最大，45 度转角次之，圆滑转 角最小。 而圆滑转角所产生的共模噪声，也确实比 90 度转角来得小一些42。 由此我们可知，只要是转角，就会有损耗，相位差跟共模噪声的产生，充其量只 是程度多寡，理想上当然尽量避免使用，但如前述，实际的 PCB 走线，转弯无 可避免，因此只能靠 45 度转角跟圆滑转角来将危害降低45。 23 由前述可知，差分讯号最重要的就是等长，虽然蛇状线与转角，都会有损耗，相 位差跟共模噪声的产生，但却是为了确保等长，所不得不采取的措施。然而若以 危害程度而言，蛇状线的危害比转角小一些，因此若空间许