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1、运算放大器 OP 讲解 何希见 青岛博晶微电子科技有限公司 档案号： 运算放大器 OP 讲解 1. 理想 op Figure1 a. 虚地(v+=v-)、虚短(i+=i-=0) b. 差模输入 Vid、共模输入 Vic。 Vid=V1-V2; Vic=(V1+V2)/2; V1=Vic+Vid/2, V2=Vic-Vid/2; c. 输入电阻、输出电阻、输出电容、负载电阻。 输出电阻决定 OP 的放大倍器和输出极点位置。 d. Sp 中定义理想 OP 的模型 .subckt op O P N E1 O 0 P N 100000 MAX=5V MIN=0V RIN P N 10MEG .ends
2、 2. op 的分类 a. 按级类分可分为一级或二级或三级，最后一级是输出级。 。 。如果输出级能 push 和 pull 电流，则称之为 class B op。 如果输出级仅有 source 或 sink 电流称之为 class A op。 而每一级可分为 V-V 放大、I-V 放大、V-I 放大、I-I 放大，这 4 种分类如下图所示： Figure2 Figure3 b. 按输出端分可分为：单端输出和双端差分输出。 c. 按结构分类： 分类 Av 输出幅度Speed 功耗 noise (1)套筒式共源共栅运放 中 中 高 低 中 (2)折叠式共源共栅运放 中 中 高 中 中 (3)二级运
3、放 高 高 低 中 低 (4)增益提高运放 高 中 中 高 低 这 4 种结构线路图如下所示： (1) 套筒式共源共栅运放 (2) 折叠式共源共栅运放 (3)二级运放 (4) 增益提高运放 Figure4 现简单分析这 4 种运放: (1) 套筒式共源共栅运放 (a). Av=gm1.Rout, Rout=Routp|Routn=(gm5*rds5*rds6) | (gm3*rds3*rds1). (b). 它有 4 个极点，这 4 个极点从 0Hz 开始的顺序是：P1=-1/(Rout*CL)为主极点，P2=-gm8/Cgate8， P3=-gm5/Csoure5，P4=-gm3/Csour
4、e3。在补偿频率相位时只要 CL 足够大，就会让 p2 变为 GB。这样相位 补偿 PM=45 度 (c). 输出电压 range 为:Von1+Von3+VpGB，Z2=2*P3，P4= -1/(Rz*Cgate6)。由于在 GB 之前只有 P1、P2 和 Z1 且 P2 和 Z1 重合抵消所以闭环环路相当于只有一个积点 P1，即相位偏移最多为 90 度这样补偿 PM 可到 90 度。 (c). 输出电压 range 为 Von6N 且是大信号，所 以 m2 全流的电流是 ISS, m1 不流电流，于是 Iout=ISS 对输出电容 CL 充电。 就得出+slew rateoutLdVISS
5、 dtC=，同理-slew rate 是当 m2 不流电流，m1 流的电流是 ISS 即电容的放电电流也为 ISS，所以-slew rate=+slew rate=LISS C。 折叠式共源共栅运放折叠式共源共栅运放的 slew rate 如 Figure13 所示 Figure13. Figure13 是常用的折叠式共源共栅运放，该 OP 中节点 VA 到节点 Vout 是同相，所以 m2 的 gate 是正极 P。另外当 OP 在小信号工作时，因直流点电压 P 和 N 相等，所以流过 m9 和 m7 的 DC 直流是 IN-ISS/2，所以 R5=999 2onondsVV ISSIIN=
6、 ，如图中设 Von9=Von7 =0.2V，IN=15uA，ISS=10uA，而 R5 的理论最小值应是 20K，但由于计算的理论值与实际有偏差，R5 取 1.5 倍2 倍的计算值，所以取 R5=20K。现在开始分析+slew rate： 图中是正 slew rate 的示意图，即 PN 且是大信号，所以 m1 全流的电流是 ISS, m2 不流电流，于是 m6 流的电流为 IN, m4 流的电流为 IN-ISS，所以 VA 和 VB 不再相等，VB 会下降，VA 会上升，因 VA 和 Vout 同相，所以 Vout 也会上升。换个角度因 m7 流出的电流为 IN，故 Iout=I(m7)-
7、I(m4)=ISS 对输出电容 CL 充电，所以 Vout 上升。 就得出+slew rateoutLdVISS dtC=，同理-slew rate 是当 m1 不流电流，m2 流的电流是 ISS 即电容的放电电流也为 ISS，所以-slew rate=+slew rate=LISS C。 在此 OP 中，DC 电流 IN 必须要大于 ISS，因为当 INISS 时，因 m4 无电流会使 VA 瞬间上升使 m1 和 尾电流 ISS 进入线性区，当 m2 开通后要经过大的时间才下降恢复 VA 导致 OP 稳定时间减慢，所以一般 设计 IN1.2ISS2ISS。 二级运放二级运放的 slew ra
8、te 如 Figure14 所示 Figure14. 在 Figure14 图中，+slew=Iss Cc，由于 M5 提供 Iss 和 I1,所以必须保证在 Vx 不下降使 M1 和尾电流 Iss 进入线性区时，M5 的 W/L 大到还能提供这二股电流。 -slew=Iss Cc， I1 必须能提供 Iss 和 Im5， 否则 Im5 无电流时 Vx 会上升使 M3 进入线性区 这时-slew3DI Cc. 特别是该二级运别无输出级 buffer driver 时，当 Vout 接大电阻负载到地时，I1 必须存在且具有较快的负转换速率。 (5) OP 的共模输入范围 ICMR 出级摆幅决定了
9、 OP 的工作电源范围，在定义 ICMR 时，OP 中所有 MOS 都应处tn2，而 Vx(max)=VDD-Von4，Von4 是 M4 处于饱和时最小的 soure-drain 电压。推导的公式是Iss 这样使 opOP 的共模输入范围和输 于饱和区。现以二级 OP 即图 Figure14 来分析 ICMR。 对了 M2，因为 Vds2Vg1-Vtn1，而 Vd1=VDD-Vsg3，所以推出 Vd2Vg2-Vtn2，Vg2gm1 才成立。和是第一级的输出导抗即 gds2+gds4 与 gds6+gds7 IGIIG从这个公式可看出 0hZ 处的6(0)II v dsGPSRRAg+=，而在
10、6 (0)dsIIvgGB G AhZ 处开始以-20db 斜率下降。 所以二级 OP 的 PSRR 在中高低时较差，如图 Figure23b 示。 Figure23B PSRR-的测量，在 Figure23C 中分析 PSRR-产生的原因 Figure23C 在 Figure23C 中，如果 M5A 的偏置电流与电源无关，如果 M5A 的 source 接负电源 GND，即偏压 VB 和 Vss 有关，当负电源上有小信号 Vss 变化时，M5 与 M7 的电流就会变化，所以 M7 上流过的交流电流乘上输 出差的交流阻抗就体现到 Vout 的电压上。 216161771111 (0)111cI
11、ImmssmmIIvmoutImmcIsssCsC GBpggVg gG APSRRgsVG ggsC GB GG+ = +和相比，低频处的是非常小的，所以 M5A 的 source 一定要接上 M5,M7 端的 source， PSRR+PSRR即偏置电压 VB 和 Vss 无关，此时 277711 (0)11IIvgddscdsIss GBpG APSRRsCgsC gG+=+所以二级 OP 中要增加 PSRR，如果应尽量选取开环 gain 足够大， 套筒式共源共栅运放和折叠式共源共栅运放的 PSRR 也会比二级运放高 (8)OP 的噪声 CMOS 器件的噪声主要有散粒噪声、热噪声、闪烁噪
12、声。 (a) 散粒噪声散粒噪声 散粒噪声来源于流于 PN 结器件之直流电源产生的， 在 1Hz 内的噪声功率可以用噪声电流的均方根值来表示：22nDIqI=。 所以减小流过 PN 结（如二级管）的平均直流电流就能减小散粒噪声。MOS 的 PN 结是衬底到漏源极，因反偏故可认为没有散粒噪声。 (b) 热噪声热噪声， 尽管导体中平均电流为零， 但它会引起导体二端电压的波动， 电阻的热噪声与绝对温度 T 成正比，用 来表示在1Hz内的噪声功率， 所以1Hz内电阻的噪声电压( )4vSfkTR=24nVkT=R， 单位是，电阻的热噪声也可以用并联的电流源模型表示，2/VHz222/4/nnIVRkTR
13、=,单位是 2/AHzFigure24 MOS 管在沟道中也产生热噪声，饱和区的沟道噪声可以用一个连接在 drain 和 source 电流源来模拟， 如图 Figure25 Figure25 2843nmmIkT gkTg= 这儿的系数对长沟道约为 2/3，对于亚微米该值还会更大。相应产生的输出端噪声电压为： 222 ,4noutndsm dsVIrkT g r=2沟道电流的噪声也可以表示在 mos 管的 gate 端电压噪声，即2 2 28,3n ngate mmIkTVgg= 在电路输出端测得的噪声与输入端的位置无关，因为计算输出噪声时把输入置为零。所以分析 mos 电 路的输出噪声时，
14、电路的交直流输入都置为零。 MOS 晶体管的欧姆区也有热噪声， 对于一下相对宽的晶体管， source 和 drain 的电阻可以忽略， 但 gate 上电阻很大所以 gate 上产生的噪声不能忽略。可以证明如果 Rg 为 gate 上的总电阻，刚产生噪声的有 效电阻 R1=Rg/3。所以 mos 管 gate 电阻产生的噪声电压为： ()2222 ,4143g noutmdsm dsRVkTRgrkTg r= Figure26 为 mos 的 gate 电阻示意图， 因在 Layout 时， 可以减小 Rg， 所以 gate 电阻产生的噪声也忽略。 Figure26 (c) 闪烁噪声（闪烁噪
15、声（1/f 噪声）噪声） 在 mos 管的 gate 下层的氧化层和硅衬底界面，当电荷载流子运动到这个界面时，有一些会被随机地 俘获随后又被释放，于是在漏电流中产生“闪烁”噪声。闪烁噪声可用一个与 gate 串联的电压源来 表示： 1Hz 带宽的闪烁噪声电压2 ,1 2a ngate oxoxKKFBVfC WLKfWLC WL f= 这儿是一个与工艺有关的常量，数量级为。该噪声电压也可以表示在 MOS 的 source-drain 电流上，即： aK25210V F22 ,1/21ab nfm oxoxKKIgC WL fC fL=DI闪烁噪声与频率成反比，因为载流子的俘获释放在低频时更容易发生。要减小闪烁噪声就要增大 mos 的器件面积，特别是低噪声低应用就要大大增加 mos 的 W 和 L。 PMOS 的 1/f 噪声比 NMOS 的要小，因为 PMOS 输运的空穴被“埋”在 NWELL 中，也就是在距硅 到氧化物界面有一定的距离的地方。 (d)有噪声电路和无噪声电路的等效图为 Figure27 所示： Figure27 在 Figure27 的左图是所有电路当信入信号为 0 时，电路所有的噪声被等效到输出上。 而右图是电路内无噪声但在输入端加一个等效噪声，之后被放大到输出端即：
