照明led恒流源驱动的设计_陆兴_第四章子模块的分析与设计

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1、第四章 子模块的分析与设计 29 第四章 子模块的分析与设计 第四章 子模块的分析与设计 4.1 RC 振荡器 4.1 RC 振荡器 4.1.1 典型的 RC 振荡电路 4.1.1 典型的 RC 振荡电路 在基于 CMOS 工艺的 ASIC 设计中，我们常用到以下三种振荡器：RC 振荡器， 环形振荡器和晶振。 晶振的振荡频率精确但是价格高； 环形振荡器的版图面积大， 振荡频率高，但稳定性也不好；而 RC 振荡器具有成本低、无电感、频率可调以 及电容电阻都能集成到芯片中等优点，但是精度不高，一般认为在到 10 之间，对工艺参数和温度的变化敏感，工作电压影响其频率。尽管 RC 振荡器有 很多优点，

2、但是其电路结构仍然限制了它在很多要求严格的领域中的应用。RC 振荡器一般只能工作在较低的频率下，这些限制使得 RC 振荡器适合于应用在低 成本，低精度的应用中，如音频发生器，报警器，闪光指示灯等。虽然在某些精 度要求在 1 至 10的应用中，RC 振荡器也会被高价格的晶振所取代，但其成 本优势也是很明显的。大部分 RC 振荡器使用电阻 R 和电容 C 来确定振荡周期。 振荡周期的大小与 RC 的乘积成正比。然而，电阻电容的变化以及电路中的放大 器的延时都会明显的改变振荡器的频率。 图 4.1 传统的 RC 振荡器 典型的非对称式多谐 RC 振荡器由三个反相器和一个两输入与非门组成，如 图 4.

3、1，其中振荡器部分由与非门1I和反相器2I、3I组成，与非门1I的其中一端 加入起振信号，作用是让与非门输出端的电压越过起振翻转点，使电路起振。反 照明 LED 恒流源驱动的设计 30 相器4I的作用使对振荡波形的整形和对后一级的驱动。此振荡器的周期为 RC ln32.2RC。这种振荡器因为是由反相器构成，所以翻转电压的阈值对于 电源电压DDV的变化非常的敏感，会随着DDV的变化而变化，电源的噪声直接叠 加到振荡信号上， 振荡频率因此受到干扰。 另外， 工艺参数决定了 MOS 管的THV， 而振荡频率和 MOS 管的THV有关，所以振荡频率会因工艺的改变而改变。 4.1.2 高精度 RC 振荡

4、电路 4.1.2 高精度 RC 振荡电路 鉴于 RC 振荡器关键参数直接受到电源电压和工艺参数的影响，稳定性不是 很好，从而提出了一种基于比较器的振荡器电路，具体的电路原理如图 4.2，其 基本的原理是通过比较器的输出控制电容以恒定电流充电或放电， 使电容上极板 电压在两个参考电压之间变化，从而产生周而复始的振荡。其中REFV所接的三个 分压电阻阻值很大，以减小 NMOS 电阻的影响，电流源1I和2I可通过带隙基准电 路生成，1I的大小可以通过电阻TR来调整，具体原理将在 4.2 节说明。 REF 12 M5 R OSC R M2 12 I2 R M4 M1 C I1 1 3 2 OUT +

5、- M3 图 4.2 改进后的 RC 振荡器原理图 第四章 子模块的分析与设计 31 振荡器的工作过程说明如下： 一、若初始状态电容 C 上无电量，则比较器的输出为逻辑“0” ，NMOS 管 M1 截至， 比较器的反相输入端电压为 2 3 REFV。此时，PMOS 管 M4 截至，NMOS 管 M5 导通， 所以 PMOS 管 M3 导通而 NMOS 管 M2 截止，电流源1I对电容 C 充电。 二、当电容 C 上的电压刚高于 2 3 REFV，则比较器的输出为逻辑“1” ，M1 导通将中 段电阻 R 短路，比较器的反相输入端电压为 1 2 REFV。此时，M4 导通，M5 截至， 所以 M3

6、 截至而 M2 导通，电容以电流2I对地放电。 三、当电容放电刚低于 1 2 REFV时，则比较器的输出又为逻辑“0” ，电容 C 充电， 当电容 C 上的电压刚高于 2 3 REFV，如此往复循环，维持振荡。 每个振荡周期中的输出Vo为逻辑“1”的时间Ton， 22 21 32 6 REFREF REF VV VC TonC II = 每个振荡周期中的输出Vo为逻辑“0”的时间Toff， 11 21 32 6 REFREF REF VV VC ToffC II = 则振荡器的频率f为： （4.1） 如果2I恒定，则调整1I的大小即可调整振荡器的频率f：1I增大，f增大；1I减 小，f减小。

7、振荡器的占空比为： 1 22 12 1212 1 6 11 66 REF REFREF VC TonI II DCosc VCVC TonToffII IIII = + + （4.2） 12 12 2121 1116 () 11 () 666 REFREFREF REF I I f VCVCVC TonToffVCII IIII = + + 照明 LED 恒流源驱动的设计 32 振荡器的占空比与开关管的最大占空比正好互补，则开关管的最大占空比等于 2 12 1SWMAX I DCDCosc II = = + ，由此可见，如果2I恒定，调节1I即可调整 开关管的最大占空比，随着1I的减小，SWM

8、AXDC增大。 为了提高开关管工作所能达到的的最大占空比（接近于 100%） ，则需21II?， 所以由式 4.1 可得1 6 REFVC If。 4.1.3 斜坡补偿的来源 4.1.3 斜坡补偿的来源 为了提高电流控制模式的稳定性，则需要增加一个斜坡补偿单元，本芯片的 斜坡补偿单元采用正斜率补偿，因为斜坡补偿的变化周期和振荡周期完全同步， 所以补偿的正斜率信号可以直接来自于振荡器。观察振荡器的各个参数，我们可 以发现， 在每次对电容 C 充电的过程中， 其上极板电压以 1 3 REFV为起点线性上升， 我们可以建立与时间有关的线性函数： 11( ) ( ) 3 REF If VVc tVt

9、C = （4.3） 其中1I随着频率f的增加而增大，V的正斜率 1( )If C 随着f的增加也增大，这 与第 2.4.3 节的结论要求相符。 4.2 基准电压源 4.2 基准电压源 基准电压源是系统中很重要的一个性能模块， 在各种模拟电路中都有很广泛 的应用。 通常我们需要一种几乎不依赖于温度， 电源电压和工艺参数的基准技术。 目前较常用的基准源技术有齐纳基准和带隙基准，这里设计的基准源是带隙基 准。 4.2.1 带隙基准的原理 4.2.1 带隙基准的原理 如果将两个具有相反温度系数的量以适当的权重相加， 那么结果就会显示出 零温度系数。 例如， 对于随温度变化向相反方向变化的1V和2V来说

10、， 我们选取1 第四章 子模块的分析与设计 33 和2使得 12 120 VV TT += ，这样就得到了具有零温度系数的电压基准源 1122REFVVV=+。由此，我们需要识别具有正温度系数和负温度系数的两种电 压，在半导体工艺的各种不同器件参数中，双极晶体管的特性参数被证明具有最 好的重复性，并且具有能提供正温度系数和负温度系数的严格定义的量。在室温 下，PN 结二极管产生温度系数为1.5/ o mVC的电压BEV，同时如果两个双极晶 体管工作在不相等的电流密度下， 那么它们的基极发射极的差值就与绝对温度 成正比，用公式表示就是12 12 lnlnlnln oo BEBEBETTT SS

11、nIIkT VVVVVVnn IIq =， 其中n是两个双极管的电流密度之比，BEV与绝对温度成正比（PTAT） ，TV在室 温下的温度系数为0.087/ o mVC+。如果电压BEV乘以一个常量 K，加上电压 BEV，则输出电压为： REFBEBEVVK V=+ （4.4） 将式4.4对温度求导， 可用BEV和TV的温度系数求出理论上不依赖于温度的K值。 典型的带隙基准的原理图如图 4.3 所示。带隙基准源的 PTAT 部分由与电源 无关的偏置电路和两个横截面积之比为n的 PNP 管构成。 为了简单起见， 假设 M1 和 M2 是相同的 NMOS 管，M3 和 M4 为相同的 PMOS 管，

12、它们构成一个电流复制回 路， 用以产生与电源电压无关的电流。 因为 M3M4 栅源偏置电压相同， 所以 M3 M4 的电流大小相等。要使 M1M2 的电流相等，则 M1M2 的栅源偏置电压也要 相等。 因为 M1M2 的栅电压的电位相同， 所以源电压的电位也要相同， 即abVV=， 又因为流过 PNP 管的电流密度之比由横截面机之比n决定，所以： lnBETVVn= ， 12 11 ln BET DD VV IIn RR = 因为 M5 和 M4 是相同的 PMOS 管，则： 1 ln T PTAT V In R = 则输出的基准电压为： 2 323 1 lnREFBEPTATBET R VV

13、IRVVn R =+=+ （4.5） 照明 LED 恒流源驱动的设计 34 考虑到在室温下3BEV的温度系数为1.5/ o mVC，TV在室温下的温度系数为 0.087/ o mVC+，为了设计出零温度系数，选择 2 1 1.5 ln17.24 0.087 T R Vn R = ，零 温度系数的 317.241.25REFBETVVVV+ 。 M1 nA R1 Q2 M3 R2 VDD M4 M5 M2 Q1 Vref Q3 A 图 4.3 典型的带隙基准源 4.2.2 典型带隙基准的改进设计 4.2.2 典型带隙基准的改进设计 在实际的电路，考虑到制造工艺中每一道工艺的不确定性，标称相同的器

14、件 都存在有限的不匹配，反映到电流源的上可以等效为存在一个失配电压： osabVVV= 所以：ln BETOSVVn V= ， 12 11 lnBETOS DD VVnV II RR = ， 输出的基准电压大小为： 2 323 1 (ln)REFBEPTATBETOS R VVIRVVnV R =+=+ （4.6） 第四章 子模块的分析与设计 35 可见失调电压在输出被放大了 2 1 R R 倍，在输出基准电压REFV中引入了误差，更重 要的是，OSV本身随温度变化，因此增加了输出基准电压REFV的温度系数。 有许多方法可以改进并减小失调对性能的影响，主要可以从两方面入手：一 种就是采用大尺寸

15、器件并仔细选择版图的布局使得失调最小； 另一种方法就是通 过结构的改进减小OSV在REFV中的比重。OSV在REFV中的比重可以归结到OSV在 BEV中的比重，减小的方法就是增加lnTVn部分。因为n是三极管的电流密度之 比， 增大电流密度之比， 其中一个简单的方法就是调节电流源不同支路的电流比， 假设电流比率为 m，则： ln()BETOSVVmnV= 所以： 2 3 1 ln()REFBETOS R VVVmnV R =+ （4.7） 因为ln()mn增加了的TV系数，为了得到零温度飘移的基准所需要的系数 2 1 R R 比式 4.6 中的小，所以失调电压的OSV对输出基准电压REFV的影

16、响就减小了。 带隙基准中 MOS 器件的沟道长度调制仍然会导致显著的电源依赖性， 为了解 决这个问题，可以在每个电路分支采用 NMOS 和 PMOS 共源共栅结构，共源共栅结 构特有的屏蔽属性可以有效的减小电源对偏置电流的影响。 为了简化设计的复杂 度，实际设计采用了“自偏置”的共源共栅结构， 综合考虑到本论文芯片中需要多个基准电压源， 最终提出所设计的带隙电路 结构如图 4.4。 M1M7 是采用共源共栅结构的比例电流源， 电流源的比例大小m 由两个支路上 MOS 管的宽长比 W L 决定，2R和3R维持适当的电压，使所有的 MOSFET 都保持在饱和工作状态，因为电流源比例为m，所以为了实现匹配的偏 置，23:1:RRm=。流过 PNP 管的电流密度同时也