2009年ti杯优秀论文.doc

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1、TI 杯（四川赛区，陕西赛区，湖北赛区，江苏赛区） 2009 年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集 德州仪器半导体技术（上海）有限公司大学计划部 2009-12-8 I 光伏并网发电模拟装置 全国一等奖 西安电子科技大学 刘东林 何昊 郭世忠 摘要 本设计利用锁相环倍频、比较器过零触发和单片机 DA 产生与输入信号同频同相且幅值可控的正弦波 ，作为 DC-AC 电路的输入参考信号，其中 DC-AC 电路采用 D 类功放中自激反馈模型，利用负反馈的自激振荡产生 SPWM 波，实现了输出波形的内环控制。单片机实时采集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪，完成了题目的要求。在 30 欧额定负载下

2、，实测效率高达 89%，失真度极低。频率相位均能实现小于 1 秒的快速跟踪，跟踪后相差小于0.9 度，且具有欠压、过流保护及自恢复功能。 关键词：锁相环；DC-AC；MPPT 一、 方案论证与比较 DC-AC 逆变方案比较： 方案一：用 DSP 或 FPGA 产生 SPWM 信号驱动半桥或全桥式 DC-AC 变换器，经输出LC 滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在于 SPWM 控制为开环，在功率电源和负载变化时难以保证波形的失真度满足题目要求。 方案二：采用 D 类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用负反馈的高频自激产生所需的 PWM 开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失

3、真，且硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。 锁相锁频方案比较： 方案一：用高速 A/D 实时采集正弦参考信号 Uref 和输出电压的反馈信号，两者进行比较，利用滞环比较控制算法控制主电路产生 PWM 驱动信号，从而实现波形跟踪。此方案对单片机和 A/D 的速度要求均比较高，系统软件开销很大。 方案二：利用锁相环的锁相锁频功能，将参考信号倍频，产生与其同步的时钟，以此时钟调整输入与输出的频相关系。此方案完全由硬件电路实现，简单方便，因此本设计采用方案二。 最大功率点跟踪方案比较： 方案一：采用经典 MPPT 算法，对光伏阵列的输出电压电流连续采样，寻找 dP / dU为零的点，即为最大功率点。

4、 方案二：使用模糊逻辑控制(Fuzzy Logic Control)等现代 MPPT 跟踪方法。这类算法的优点是对于非线性的光伏发电系统能够取得良好的控制效果，但控制方法复杂，系统开销很大，故未采用此方案。 图 1 原理框图 II 在实际制作中，我们选用 CD4046 锁相环芯片，功率 MOS 管 IRF540 等性价比较高的器件，采用基于 MSP430F169 单片机的经典控制算法，较为出色地完成了各项指标要求。 理论分析与参数计算 1.频率跟踪电路设计： 2图 2 锁相环电路框图 利用锁相环 CD4046 可以实现输入信号的倍频和同步，输入频率 45-55Hz，经 256倍频后为 11.5

5、2KHz-14.08KHz 信号，送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用 DDS原理产生幅度可调的正弦信号，此时钟作为 D/A 输出的时钟，即可追踪输入信号的相位和频率。此正弦信号送给本设计中自闭环的 DC-AC 逆变器作为输入， 输出电压就可以与参考输入 Uref 同频同相。为保证快速锁定，需要调整 R1、R2、C1 的值使锁相环中心频率稳定在 50Hz。 2.MPPT 最大功率点跟踪的实现： 本设计采用 MSP430F169 单片机，它有两路 D/A、8 路 A/D，可以轻松地实现连续的电 压电流 采集 。单片 机由此 数据计 算出实 时功率 后根 据 MPPT 算 法自动 调整， 当dP

6、 / dU 0 时通过增加系统的输入阻抗增加实际得到的输入电压 U 以提高功率，反之则降低 U，最终达到 dP / dU = 0 的最大功率点跟踪。 3.提高效率方法： 开关电源电路设计中的主要损耗包括：场效应管的导通电阻损耗和开关损耗；滤波电路中电感和电容的损耗。综合考虑成本和性能，本电路选用了 IRF540，其导通电阻仅 为 77 毫欧，输 入结电容为 1700pF。在 带载额定电 流 1A 时，全桥 的静态功 耗Pon = 4 * I Ron = 0.308W 。由于滤波电感和电容工作在高频下，起储能释能作用，因此电感要尽量减小内阻，并保留 1mm 磁隙防止饱和，电容则要选取等效串联电阻

7、 ESR较小的高频低阻类型，以减小在电容上产生的功率损耗。本作品中所用的电感线圈为多股漆包线并绕以减小高频下导线集肤效应带来的损耗，并使用铁氧体材料的磁芯以减小其磁滞损耗。电容则选用聚丙烯电容，它具有较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。 4.滤波参数设计： 滤波电感使用直径 36mm 磁罐，加 1mm 磁隙，用 0.4mm 漆包线 5 股并绕 20 匝，实测电感为 200uH 左右；为减小通带衰减，取截止频率为 5kHz,百百倍于基频，得 C=4.7uF。为进一步减小正弦波谐波分量，又用 60uH 铁粉环电感与 0.68uF 电容进行了二次滤波，最终效果比较理想。 二、 电路与程序设计 III

8、 1.DC-AC 电路 图 5 自振荡逆变器框图 DC-AC 逆变器由自振荡原理的 D 类功率放大器构成，利用负反馈的高频自激，产生幅度较弱的高频振荡叠加在工频信号上，经过比较器产生高频 SPWM 开关信号通过浮栅驱动器驱动 MOS 管半桥。 图 6 DC-AC 逆变器电路图 由于负反馈在工频上是稳定的，因此输出的信号的放大倍数由 R2 与 R4 的分压比决定，而自振荡（产生的 SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整,实际中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为 28KHz 左右，保证输出电压在功率电源 HVDC 范围内，比例放大系数选为 12。 这种逆变器自身闭环，整个电

9、路只使用一个比较器，可以根据负载的变化自动调整 SPWM的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。 在本 设 计 中 ， 使 用 两个 上 述 的 自 振 荡逆 变 器 构 成 平 衡桥 式(Balanced Transformer Less)DC-AC 变换器，以 LM393 作逆变的比较器，配合自带死区的 IR21094 浮栅驱动器驱动 IRF540 功率 NMOS 管，获得了较高的效率和极低的失真度。 IV 2.过流保护及自恢复电路 图 7 过流保护电路 电流 I 在采样电阻上产生的电压经过 LM358 放大 10 倍后与参考电压比较，超过则输出低电平，C7 经过二极管迅速放电，使#SD

10、信号被拉低，浮栅驱动器输出被关闭，向单片机报警。同时 I 变小，运放 1 脚（如图 7）输出高电平，+5V 经过 R17 对 C7 充电，经过一段时间达到浮栅驱动器的高电平门限时，再次打开场效应管。这样可以保证过流时迅速关断输出，关闭一段时间后自行试探，在故障消除后可自动恢复。 3.欠压报警指示，实时显示当前入口处Ud 电压： 欠压时 MPPT 算法将自动使输出为零，功率最小。单片机实时采集Ud 电压后在液晶上显示，小于 25V 时报警。 4.控制电路与控制程序 在功率电源入口处用 470K:20K 金属膜电阻分压到合适电压后进行电压采样，电流则由 40 毫欧电阻高端采样后经隔离差动放大器 H

11、CPL7800 放大后再由仪表放大器 AD620 转换成单端电压，送给 A/D 采样，其中 HCPL7800 和 AD620 带有 48 倍的增益，将电压放大到 2V 左右，保证采样电流有足够的精度。 功 率 最 大 时 有 dP / dU = d (UI ) / dU + IdU / dU = 0 ， 可 得 UdI = IdU ， 令 I = UdI = U ( I ( k +1) I (k) , U = IdU = I (U (k ) U (k + 1) ，则当 I = U 时 认为达到最大功率点。 V 三、测试仪器 图 8 经典控制算法流程 数字示波器 TDS1002 ；4 位半数字万

12、用表 VC9807A+ ；20M 数字信号源 RIGOL DG1022；双路可跟踪直流稳定电源 HY1711； 四、测试方法与数据、结果分析 测试框图： 测试方法： 图 9 测试流程 1.最大功率点跟踪功能：在 60V 输入电压情况下，根据表 1 改变 R记录电压表 2 与电压表 1 的示数。 S与 RL（30-36 欧），2.频率相位跟踪功能：根据表 2 改变输入信号 Uref 从 45Hz 至 55Hz 步进，从示波器观察频率跟踪的速度和输出电压的频率，以及两者的相位差，记录在表 2 中。 3.效率：额定 RS = RL =30 欧时，记录电压表 1、2，电流表 1、2 的示数，效率 U

13、o I o / Ui I i 。 4.失真度：用示波器 FFT 观察显示波形，记录基波和各次谐波的幅度。 测试数据： VI 1、 RS （ ）RL （ ）US （V）Ud （V）偏差(v)30306030.10.13035.16030.120.1235.1306030.160.1635.135.16030.180.182、 表 1 最大功率点跟踪 fREFfF相差（度）4544.990.947470.950500.952520.955550.93、 表 2 频率相位跟踪 U d （V）Id （A）UO （ ）VIO （ ）A30.121.0313.812.02计算效率得 ： =P U I100% = 100% = 89.9193% 表 3 DC-AC 变换器效率 Pin Uin Iin4、 输出过流保护和自恢复功能：将输出短路，电路进入过流保护，指示灯亮，液晶屏显示报警，除去短路后报警