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1、第八章同步扫描电路分析8.1 同步扫描电路概述同步扫描电路概述8.2 同步分离与抗干扰电路同步分离与抗干扰电路 8.3 行扫描电路行扫描电路8.4 场扫描电路场扫描电路复习思考题复习思考题 8.1同步扫描电路概述同步和扫描系统通常由下列电路构成:同步分离电路、行频自动控制电路、行振荡电路、行激励放大和行输出电路场积分电路、场振荡电路、锯齿波形成电路、场激励放大和场输出电路。其方框图如图8-1所示。图8-1同步扫描系统方框图对行、场扫描电路的主要要求是:(1)光栅的非线性失真和几何失真要小。一般行扫描的非线性失真小于12%。由于人眼对垂直方向失真比较敏感,场扫描电路的非线性失真要小于8%。光栅的
2、非线性失真主要决定于行、场扫描的电路设计。光栅的几何失真一般要求小于3%,它主要由偏转线圈的绕制模具和绕制工艺决定。(2)行、场扫描电路同步性能要好同步稳定、可靠,对干扰信号的抑制能力强。场扫描电路和隔行扫描性能好,不产生并行现象,清晰度高。行扫描电路的同步引入范围和保持范围要适当,一方面保证温度变化和电源电压波动时,同步良好另一方面又要保证抗干扰能力优良,不产生图像顶部扭曲。(3)振荡频率稳定,受环境温度、电源电压变化的影响小。(4)电路效率高,损耗小。行、场扫描电路的效率主要决定于行、场扫描电路的输出级。(5)行、场扫描电流的周期,正、逆程时间要符合国家现行电视制式标准。8.2同步分离与抗
3、干扰电路8.2.1幅度分离电路典型的幅度分离电路如图8-2所示。它是由一只晶体管和电容C、电阻RB、RC构成。输入信号是检波后的视频全电视信号,通常峰峰值在2V左右。输出的信号是复合同步信号,为简单起见,图中只画出了行同步脉冲,在图8-2的电路中,它是向下的,幅度在10V以上。幅度分离电路的工作原理:晶体管不加直流偏置,无信号时它处于截止状态,RC上无压降,输出端的电平为电源+12V。当视频全电视信号到来时,晶体管的发射结与电容C、电阻RB构成一个类似检波的电路,在信号电压大于的同步脉冲时间内,发射结导通,电容C被充电,充电电流i充的路径如图8-2中所示。当同步脉冲过去后,信号电压低于0.65
4、V,发射结不导通,电容C上的电荷经过RB和信号源(前级)放电,i放的路径如图所示。如果信号波形重复若干个行周期,这个充电、放电过程稳定地平衡下来,电容C上的电压等于信号电压的平均值。换言之,电容C把信号电压的直流分量(平均值)隔断。晶体管只在同步脉冲的时间内导通,RC上产生电压降,输出电压就成为图中所示的负脉冲,脉冲幅度为电源电压减去管子饱和压降,大于10V。这样就完成了把同步脉冲从视频全电视信号上切割下来的作用。在图8-2的电路中还具有箝位作用,它使同步头的电平始终箝在上下。发射结起着箝位二极管的作用。箝位的必要性:图像信号的平均值随图像内容要发生变化,当画面较暗时,平均电平就向上移动,趋近
5、黑色电平。反之,当画面出现明亮的场景时,平均电平就要下移,趋向白色电平。此外,接收信号的强度因地点、天线方向和周围建筑物分布情况等因素会有较大变化,尽管接收机中采用自动增益控制(AGC)电路,但中放输出电平也会有百分之几十以上的变化。所以检波后的视频崐全电视信号其幅度仍有一定的变化,所以不宜采用一个固定的电平来切割同步头,否则,当信号幅度和平均值发生变化时,切下来的同步头高度就不同,甚至可能切到图像信号电平上。于是同步就会不稳定,影响收看效果。图8-2电路的特点是,当输入信号幅度变化时,电容上的平均电压也随之变化,维持基极导通电压在上下(或者说,发射结的负偏置自动随信号幅度和平均值的变化而移动
6、)。晶体管工作于开关状态,在同步脉冲来到时,瞬时导通,当同步脉冲过去后,大部分时间是截止的。要使输出同步脉冲波形良好,就应当用开关晶体管。并且,晶体管的饱和压降要低,保证10V的输出幅度。电容C的值要恰当,不宜太小,其充电时间常数应比场同步脉宽大几倍,否则输出场同步脉冲顶部会跌落。但C太大,则不能适应图像信号内容(平均值)的变化,使得画面快速切换时同步脉冲丢失(C上充的电压来不及泄放,后续的若干行脉冲不导通)。通常C的值在1F上下。图8-2的输入信号是负极性的,由于经检波输出电路的输出信号大多数是正极性的,正极性视频全电视信号的幅度分离电路如图8-3中V2,其工作原理同图8-2。其中晶体管V2
7、采用PNP型的,当向下的同步头来到时它可以导通。其余时间截止。输出电阻接在集电极和地之间,输出的脉冲向上。幅度仍为10V以上。偏置电阻68k及510k,使V2基极略有一点偏置,处于刚要导通的状态,以提高同步灵敏度。8.2.2抗干扰电路在幅度分离电路之前通常有一级抗干扰电路(在集成电路构成的这部分电路中,有时称为消噪电路)。当室内照明、家用电器开关或室外的工业、雷电干扰串入电视机电路中,会造成干扰,破坏同步工作。图8-3,虚线脉冲表示外来的干扰,它的瞬时值可能很大,甚至超过同步头。当干扰脉冲混在同步脉冲群中,作用于幅度分离电路时,会使接收机扫描失去同步。同8-3是常用的分立元件抗干扰电路。它的工
8、作原理如下:在正常工作时,晶体管V1处于饱和导通状态,其集电极电压小于1V。二极管VD1的负极电压约为6.7V,正极7V,因此VD1导通。输入的视频全电视信号经过C1、VD1直接加到幅度分离级(V2的基极)上。当负极性的大幅度的干扰脉冲出现时,通过C2、VD2耦合到V1基极,使V1截止,于是VD1的负极电压升到+12V而截止,使干扰脉冲不能加到同步分离级。干扰过后,V1恢复导通,正常工作。这种干扰电路可以消除很大的干扰,效果令人满意。还有一些抗干扰电路,如简单RC并联电路,当串接于同步分离级的基极电路中,也可以削弱干扰脉冲对基极的作用。8.2.3脉宽分离电路幅度分离电路分离出来的是复合同步信号
9、,其中包含行、场同步信号。接下来是把这两者分离开来。这两种同步信号的区别在于脉宽不同,场同步脉宽接近于160s(2.5TH),而行同步脉宽只有。因此只要能鉴别脉宽,就能实现两者的分离。最简单的脉宽鉴别电路是积分和微分电路。图8-4(a)是RC积分电路,当行、场同步脉冲加在它输入端时,输出波形如图8-4(b)所示。对于的行同步脉冲,输出很小,而160s的场同步脉冲来到时,积分后输出一个幅度较大的锯齿波,如图中所示。因此在积分电路输出端,行同步脉冲几乎消失,只剩下场同步脉冲。这样就实现了把场同步脉冲从复合同步脉冲群中取出来的任务。这个锯齿波直接送到场振荡器去同步场振荡脉冲的发生时间。通常选择积分电
10、路的时间常数RC为几十s,它比行同步脉宽大十几倍。在输出端场同步脉冲的幅度比行同步脉冲的幅度大十几倍,具体计算可以通过RC电路对于脉冲信号的响应(1-e-t/RC)来求得,t取4.7s和160s就可得到两者的比值(本节不讨论)。图8-5给出一个实际使用的积分电路,它有两节RC电路。从晶体管发射极输出的复合同步脉冲经两节RC电路积分后,场比行脉冲大30倍左右。行同步脉冲的剩余波约为0.07V(峰-峰),场同步脉冲的幅度为2V。(输入复合同步脉冲的幅度为5V)。这两节积分电路的时间常数分别为和39.6s。利用微分电路可以去掉场同步脉冲而取得行同步脉冲。因为微分电路只对脉冲的上升和下降跳变有反应,对
11、脉冲宽度没有响应。本小节只讨论微分电路的原理和实用电路形式。图8-6是RC微分电路。当RC时间常数比脉宽小得多时,输入矩形脉冲波的ui,输出电压只反应ui脉冲上升和下降边缘,成为两个尖头脉冲,向上的尖头对应ui脉冲的上升沿,下尖头对应ui脉冲的下降沿。因为电容C很小,ui脉冲前沿到来时,立即把C充满电荷,于是在脉冲平顶时间内输出uo降到零。直到ui下降时,uo再随着反应电容C放电而成为负尖脉冲。因此输出uo(t)是输入ui(t)的微分。这种微分电路对于宽或窄的同步脉冲反应的均是一对向上、向下的尖头脉冲。于是场同步信号消失,仅剩下行同步信号。通过微分电路的行同步脉冲再经整形放大就加到AFC电路上
12、去同步行扫描振荡。图8-7所示电路是ICTA7609P中的同步分离电路,其工作原理与前述相似。c是幅度分离管,负极性的全电视信号通过隔离电阻3R01,经耦合电容3C01、3D01加到Q1基极即16脚上。在未加信号时,无基极偏压,Q1截止当同步脉冲到来时,输入端处在高电平,此时3D01、Q1均导通,3C01被充电,由于充电时间常数小,3C01上充有接近同步脉冲幅值的电压。同步头过去之后,3C01经3R02放电,时间常数较大,放电很慢,所以在3C01上存在一个对Q1而言的反偏压。它使Q1在扫描正程期间保持截止,从而Q1集电极分离出负极性的行、场复合同步脉冲,供给行扫描系统自动相位控制的鉴相器,作为
13、行同步信号。Q1集电极分离出的复合同步脉冲经Q2Q5整形放大后,由14脚输出,供给场扫描系统积分后做场同步信号。同时,复合同步也作为彩色解码器的色同步选通脉冲和亮度通道的钳位脉冲之用。3C02、3D01组成抗脉冲干扰电路。由于3C02、3D01,一旦大幅度窄干扰脉冲到来,3C02上很快充有较高的电压,而3D01上电压则因容量大,电荷变化慢而没有多大变化。在干扰消失后,3C02通过3D01很快放电,使大脉冲干扰造成很负的偏压迅速下降,从而保证了电路正常切割。8.3行扫描电路8.3.1行扫描电路方框图图8-8是一般电视机行扫描电路的方框图,行扫描电路主要由振荡器、激励级、输出级以及高压电路等几部分
14、组成。由于行频很高(15625Hz),为使行输出级获得较高的效率,这一级采用开关电路来产生锯齿波电流。行振荡器产生的矩形脉冲信号经过激励级放大后送给行输出级,行为输出电路的开关信号。因为行同步脉冲比较窄(4.7s),极易受到外界的干扰影响,所以一般都不是简单地采用微分电路直接从复合同步信号中取出行同步信号,而是采用间接同步的方法,把行输出的信号与外来的同步信号相比较,由行频自动控制(AFC)电路根据两者的相位差输出一个误差信号电压,加到行振荡器上,间接地控制行振荡器的频率和相位,从而达到同步的目的,并且大大地提高了电路的抗干扰能力。8.3.2行振荡器行振荡器的任务是产生频率为15625Hz、幅
15、度在23V的矩形脉冲,以推动行激励级和行输出级,使它们工作在开关状态。行输出级要求在64s的行扫描周期内,有18s20s的截止期,44s46s的导通期,行振荡器产生的矩形脉冲应满足这个要求。另外,行振荡器应是一种压控振荡器(VCO),其振荡频率和相位受AFC电路输出的控制电压的影响。在行振荡器的输入端常设有稳频电路,以提高行同步的稳定性。一、间歇振荡器工作原理在图8-9(a)中,晶体管工作于共发射极方式,其集电极电压通过变压器T反馈回基极,而变压器绕组的接法应实现正反馈。当电路一接通,立即产生强烈的自激振荡,晶体管迅速进入饱和工作区,集电极电压uce达到饱和电压左右。该正反馈过程对应脉冲上升沿
16、。时间很短,因此上升沿很陡。见图8-9(b)。当晶体管进入饱和区后,ib就失去了对ic的控制作用。但ic仍可稍有增大,因为变电器的电感(磁通)使ic不能突然停止增长。ic的继续增长(但小得多)使变压器绕组上维持感应电压,极性不变,但同时基极电容CB被充电,所以基极电压ube在下降。ube的下降使基极电流ib减小。这个过程需要一定时间,对应于脉冲的平顶阶段。当ib减小到ic/时,晶体管又进入放大状态,于是ib的减小引起ic的减小,造成变压器绕组上感应电动势方向的改变,这一改变的趋势进一步引起ib的下降。如此又开始强烈地循环,直到晶体管迅速地改变成截止状态。这个过程也很快,它对应脉冲的下降沿。在这
17、个过程结束时,变压器上的压降方向与图8-9(a)中标的方向相反,并且很大,因此ube变成一个很负的负值。当晶体管截止后,ic=0。但变压器中的磁通不能立即消失,这些储藏的能量通过集电极分布电容(和变压器的电感)形成高频谐振,造成反峰。这些高频振荡被变压器耦合到基极去,基极承受反向电压的能力低,故往往在绕组两端并上二极管来衰减振荡。常用2AP9型锗二极管作为阻尼二极管。晶体管截止后,振荡器进入休止阶段。此时电容CB通过RB、RW和电源放电,由于RC时间常数大,这个过程是较慢的。放电时ube逐渐上升,当ube升到左右时,晶体管重新开始导通,于是下一周期开始,重复上述各阶段。间歇振荡器的计算是很复杂
18、的。平顶阶段时间T1与变压器磁化电流、电感量和基极RC时间常数等有关,间歇时间T2与RC放电时间常数有关。振荡周期T=T1+T2。实际电路中发射极还接有ReCe,它的充、放电也起作用。这里不再详细讨论。应当指出的是变压器工作在脉冲状态,所以是脉冲变压器。从上述各阶段的工作情况可知,基极电路中接上可调电位器RW可以改变充放电时间常数,因此改变了振荡周期。二、行间歇振荡器图8-10(a)是一个变压器耦合的行间歇振荡器,图8-01(b)是其简化电路。该振荡器的工作原理与前述的间歇振荡器原理基本相同,不再重复。区别只是由于行频高,所以基极或发射极定时回路的时间常数比较小另外为提高行同步的稳定性,行振荡
19、器常设有稳频电路下面讨论图8-10(b)所示的行间歇振荡器中,由电感L、电容C与电阻R组成的稳频电路的作用。1.不加稳频电路振荡器的基极电压ub波形如图8-11(a)所示、ub0为基极导通的正向偏置电压。在t1t2期间,晶体管导通在tt2时晶体管截止。当t=t3时,ub上升至ub0,晶体管再由截止变导通。2.加稳频电路由于L、C组成一个LC振荡回路,并且接在行振荡器基极电路中,因此,当电源闭合时,LC回路由于电压激励产生正弦振荡,这个振荡叠加在具有指数放电规律的基极电压上,使ub的波形如图8-11(b)所示。稳频电路中的L、C决定了正弦振荡的频率和相位,R是阻尼电阻,它影响LC回路的Q值,决定
20、了正弦振荡的振幅。如果改变稳频电路的参数,则ub的幅度与相位也随之改变。由于晶体管的导通电平是会随温度变化等原因发生改变的,当外界因素使ub0产生ub0的变化时,如果没加入稳频电路,振荡管由截止变导通的时间将提前t1,而加入稳频电路后,则时间提前t2,显然t2t1。这表明稳频电路减少了外界因素对行振荡周期的影响,提高了行振荡器的频率稳定度。同时,稳频电路还可以提高振荡器的抗干扰能力,如图8-11(c)所示。当具有一定幅度的干扰脉冲叠加在基极电压上时,如果没有加稳频电路,脉冲电压会超过ub0,而使振荡管错误导通,加入稳频电路后,干扰脉冲就不能起作用了。3.变形间歇振荡器前述的稳频电路缺点是比较复
21、杂,如果振荡变压器及其元件的参数离散性较大时,调试工作也麻烦,不利于大批量生产。目前绝大多数分立元件电视机的行振荡器都采用变形间歇振荡器,优点是电路结构比较简单,频率稳定度高。图8-12是变形间歇振荡器的典型电路,行振荡线圈L是在塑料骨架上绕制的自耦变压器,变压器磁芯是由铁氧体材料制成的螺纹磁芯,旋转插在磁芯中的方孔里的塑料调节杆,可以使磁芯在线圈中的位置移动,起到改变线圈电感量的作用。线圈绕组L1和L2分别为400500匝和200300匝。基极偏置电压由EC经R6、R7、VD、R5、R4供给,来自鉴相器的误差电压EAFC也加在基极,控制振荡器工作,C2为稳频电容。对变形间歇振荡器的工作原理不
22、多介绍,只给出其工作波形如图8-13所示。4.行振荡器的电压控制特性为了提高行扫描电路的抗干扰能力,采用锁相技术,即把行输出的信号与输入的外来同步信号相比较,由AFC电路根据两者的相位差输出一个误差信号电压,从而控制行振荡器的频率和相位。但是要使锁相环路能够锁定于外来同步信号的频率上,将决定于这个环路捕捉信号的能力和捕捉范围(又叫引入范围)。锁相环路的捕捉范围是:当环路的压控振荡器的振荡频率为f0时,只要外来信号的频率f介于f1Pf2P之间(f1Pf2P),环路就能够与外来信号同步振荡,即锁定于外来信号的频率上。用公式表示为fP=f2P-f1P(8-1)这样,当外来同步信号的频率在一定范围内发
23、生漂移,回路仍能保持锁定状态。把这个由于频率漂移而仍能保持锁定状态的频率范围称做保持范围(也叫同步范围)。对于电视机的行扫描电路来说,当电视机的行频fH在某一频率范围内时,只要有同步脉冲存在,即使由于干扰而失去同步,也还能被拉回到与同步脉冲相同步的状态,这个行频fH的范围叫捕捉范围当电视机已处于同步状态时,慢慢改变行频fH,在失去同步之前能够保持同步的fH范围叫保持范围。由于电视机中设有行频自动控制(AFC)电路,所以它的行频保持范围大于捕捉范围。如8-14所示。如果没有AFC系统,则电视机的行频捕捉范围和保持范围是相同的。我国广播电视接收机的标准规定,甲级和乙级电视机的行同步捕捉范围分别为不
24、小于400Hz和200Hz,行同步的保持范围分别为不小于800Hz和400Hz。由于行振荡器是压控振荡器,要求AFC系统在行同步捕捉范围内给出不同的误差电压来控制行振荡器的频率。将行振荡器频率变化值与控制电压变化值之比叫做压控振荡器的压控灵敏度,单位是Hz/V。式中fH-压控振荡器的频率变化值EAFC-输入的控制电压变化值。(8-2)在电路中,压控灵敏度越高越好,但为了提高振荡器的抗干扰能力而采取的稳频措施又使压控灵敏度受到限制,所以压控灵敏度一般在10002000Hz/V。此外,改变压控振荡器的直流偏置,也可改变其振荡频率。振荡频率与崐直流偏置的关系是式中T-振荡周期(S)Rb-振荡器充放电
25、回路的等效电阻Cb-振荡器充放电回路的等效电容EC-晶体管集电极电源电压Eb-晶体管基极等效的电源电压。(8-3)8.3.3TA7609P集成电路中行振荡与行扫描同步原理该行振荡器直接产生2fH(31250Hz)的脉冲,经双稳态触发器组成的21分频器后,输出占空比为50%的行频(15625Hz)脉冲。这样设计可以提高隔行扫描精度,避免并行,使垂直清晰度提高。这是因为在广插电视中心设备中,先产生二倍行频脉冲而后经21分频产生15625Hz的行同步脉冲。2fH脉冲再经6251分频(实际是四个5分频器串联)形成50Hz的场同步脉冲。这样处理能使行场同步脉冲之间的相位关系严格保持一致,能保证隔行扫描正
26、常运行。如果在电视接收机中也先产生2fH脉冲,再经21分频器后产生15625Hz的行频脉冲,那么只要行AFC电路,保证2fH脉冲与同步脉冲相位准确,场同步脉冲一定能使场扫描电路隔行准确,从而提高了隔行扫描精度。图8-15为行振荡电路,由Q14Q24组成,脚外接的电容3C12为定时电容,外接等效电阻R为定时电容3C12的充电电阻。Q15和Q16组成差动比较放大器,Q17是被D10偏置的恒流源,R25和Q18为Q16的集电极负载,它的输出电压经PNP晶体管Q18、Q19、Q20分三路输出。Q18、Q18的集电极分别连到Q22、Q24与Q21、Q23的基极,Q23 、Q21的集电极通过电阻R24连到
27、Q15的基极Q23、Q24的集电极通过电阻R30连到Q16的基极(即脚)。这样 Q16集电极的输出信号,经Q18、Q19倒相、放大,分别通过Q21、Q22、Q23、Q24进一步倒相放大,经R24、R30加到Q15、Q16的基极,形成正反馈环路,脚接惯性元件3C12,利用它的充放电过程和正反馈环路,产生31250Hz的振荡脉冲。Q14为箝位管, 它的基极接固定偏置电压UBO14,与Q22、Q24相比,由于Q21、Q23基极未接串联电阻,Q19充分导通时,Q21、Q23的基极电位被箝定在UBO14+UBE14,使它不致饱和过深,提高了翻转速度,脉冲前、后沿陡削。为便于分析,将图8-15简化为图8-
28、16,开关K1(Q21、Q22)、K2(Q23、Q24)是通过Q18、Q19受Q16控制的两个电子开关,Uces22、Uces24为电子开关导通时的压降,约为。该行振荡器的输出波形为在电容3C12上形成一连续振荡的正向锯齿波,Q16的集电极输出连续振荡的负脉冲,其波形如图8-17所示。下面叙述行扫描同步原理。图8-18给出TA7609P的行AFC电路。它由三部分组成:Q6Q9和D4D9组成鉴相器外电路3R10、3C07、3C8组成比较锯 齿 波 形 成 网 络 3R12、 3C9、 3R11、3C10、3C11组成积分滤波器。负极性的同步脉冲加到Q6的基极,经射随器Q6后作用到D4D6及Q7的
29、基极。正极性的行逆程脉冲经3C08、3R10隔直,积分成负向的比较锯齿波,经脚、R11送到P点。图8-18行AFC电路当行同步脉冲未到来时,PNP型管Q6因基极电位很高而截止,其发射极输出高电位通过D4、D6使D7饱和导通,D8也导通,Q7的集电极(Q点)电位很低,UQ=Uces70.2V,因此D9、Q9截止。由于K点电位UK=UD8+UQ0.9V,故D7、Q8也截止。脚没有电流输出,不影响行振荡器的工作。当行同步脉冲到来后,PNP型管Q6因基极电位降低而饱和导通,其集电极输出低电位,使D4D6、Q7均截止,此时Q8、Q9的导通与否取决于送至P点的行比较锯齿波电压的大小和基准电压UR的大小。由
30、图可看出,为了使Q8导通,K点电位应满足:UK=UD7+UDE8+UP=2UP+UP(8-4)为了使Q9导通,K点电位则应满足UK=UD8+UD9+UBE9+UR=2UD+(UR+UD)(8-5)由此可见,当P点电位UPUR+UD时,则UKUK,此时K点实际电位UK=UK,因此D7、Q8导通而D8、D9、D9截止,Q8的射极电流i1经R11通过脚流入外电路。当P点电位UPUR+UD时,则UKUK,此时K点的实际电位UK=UK,因此D8、D9、Q9导通而D7、Q8截止,由外电路通过脚经电阻R11向Q9灌入电流i2。经鉴相以后得到的电流i1-i2,经3R12、3C9、3R11、3C10、3C11积
31、分滤波后通过电阻R13作用到行振荡器的定时电容3C12上。图8-19画出了行同步脉冲与行逆程比较锯齿波相位不同时,Q8、Q9的电流i1、i2的变化情况。图(b)为同步情况,行比较锯齿波中心点恰好和行同步中心点相遇,在行同步脉冲期间,电压UP小于UR+UD的推移时间与UP大于UR+UD的推移时间相等,Q8导通产生电流i1的时间和Q9导通产生电流i2的时间相等,经积分滤波平滑后,输出的直流误差电压等于零,因而不影响行振荡器的工作情况。图(a)为行频偏高的情况,比较锯齿波中心超前行同步脉冲中心点,Q9导通时间大于Q8的导通时间,i1i2,因此经积分滤波后,送到行振荡器的误差电压是负的,误差电流是流进
32、脚的。延缓对定时电容3C12的充电作用,使行频降低,直至同步为止。图(c)为行频偏低的情况,比较锯齿波中心滞后行同步脉冲中心点,Q9导通时间小于Q8的导通时间,i1i2,因此经积分滤波后送到行振荡器的误差电压是正的,电流由脚流出,加速对定时电容3C12的充电作用,使行频升高,直至同步为止。图8-19鉴相器的波形(a)行频偏高(b)同频同相(c)行频偏低8.3.4行激励级及X射线防护电路行激励级的作用是把行振荡器送来的脉冲电压进行功率放大并整形,用以控制行输出级,使行输出管按开关方式工作。由于行输出级需要的推动功率比较大,若直接用行振荡器输出的功率去推动,则会影响行振荡级的频率稳定性。因此在行振
33、荡级与行输出级之间必须有行激励级。行输出管在扫描输出电路中相当于一电子开关,有饱和导通、截止两个状态。因此要使行输出管完全饱和导通就必须提供过激励基流i+b,一般设计为(8 -6)要使行输出管完全截止也必须提供过激励基流i-b,一般设计为(8-7)ICP是行输出管集电极最大电流是行输出管的电流放大倍数。采用过激励原因是为了提高状态的转换速度,以便得到速度更快的脉冲响应。晶体管的发射结加上反偏压时,晶体管就从饱和导通转为截止。由于基区中储存有多余的电荷,所以在此期间内,有必要在基极上产生一个非常大的反向基极电流,才能把基区中的多余电荷迅速抽掉,晶体管才能迅速地截止。由此可见,反向电流越大,截止所
34、需时间越短。这是i-bi+b的原因。但要注意到反偏压不能超过行输出管发射结的击穿电压值,否则将损坏行输出管。如果输入激励电流不足,将会使逆程脉冲前沿变缓并且变形。扫描锯齿波电流亦减小且失真。图8-20表示的就是这种情况的波形。图8-20激励不足时的波形行激励管一般也是按开关方式工作的。它对行输出管的激励方式可有两种:一种是使行输出管导通时,行激励管也导通行输出管截止时,行激励管也截止。这种工作方式叫做同极性激励。在这种方式中,当行激励级的电流截止时,由于激励变压器初、次级电路都开路,因此在激励变压器中将感应很高的反电动势。这个电动势容易使行输出管的发射结击穿。如图8-21所示。图8-21行激励
35、级工作过程图8-22行预激励电路(1)在t1至t2期间,行激励管输入电压Ub1为正向,使激励管Q1导通,变压器B初级线圈两端感应电动势U12为端正、端负,由于变压器初、次级的同极性端是、端,因此次级线圈上的感应电动势U43为端负、端正。这个负压对输出管Q2是反向偏置,使输出管截止。(2)在t2至t3期间,激励管输入电压Ub1为反向,使激励管的集电极电流ic1被截止,激励变压器B初级U12为端负、端正,次级U43为端正、端负,使行输出管Q2导通。并且,在行输出管Q2正向导通期间,基流i+b对电容C3充电,在C3两端产生一个下端为正,上端为负的直流电压。这个电压叫做行输出管的自给负偏压。(3)在t
36、3时刻,激励管输入电压Ub1再次变为正向,使激励管Q1导通,U43使输出管Q2基极电流截止,这时加到行输出管Q2基极的电压等于U43和电容C3上电压的叠加,增大了输出管Q2基极反偏电压,从而使反向电流i-b2达到3ICP/,加速了行输出管Q2的截止,于是有效地降低了行输出管Q2的功耗。由于电容C3上的负偏压反映到激励变压器初级,所以在t3至t4之间ic1也有一个尖峰。集成电路TA7609P行预激励电路示于图8-22,由Q33Q36组成。由行振荡器送来的行频方波分别经电阻R13、R14送到Q33、Q35的基极。输入方波脉冲为高电平时,Q33、Q35饱和导通,Q34、Q36截止,于是脚输出高电平输
37、入方波为低电平时,Q33、Q35截止,Q34、Q36饱和导通,于是脚输出低电平。由脚输出的行频方波去激励由分立元件组成的行推动级。由于脚输出的方波前后沿十分陡峭,高次谐波十分丰富,极易造成辐射,使光栅出现垂直干扰条。因此在电路设计时,采取一些措施:如加缓上升电路,抑制前后沿的突变。例如脚与脚之间加1500pF电容,脚到行激励级之间加高Q值,低分布电容的电感L,行激励级基极加高频旁路电容等印刷板排板时这部分大面积接地,以防地电流耦合,使扫描电路自成体系等。TA7609PX射线防护电路如图8-23,由Q37、Q39、Q40组成。其工作原理是这样的:正极性行逆程脉冲,经3D03整流后,在3C07两端
38、形成固定的直流电压,经3R08、2DW1、3R06分压,3R05、3C06平滑后,供脚的电位较低,使Q39、Q37及Q40处于截止状态,对Q33Q38工作状态没有影响。假设由于某种原因,彩色显像管高压过高,超过一定容限值时,例如超过25kV,就会产生有害于人体的X射线。这时与高压成正比的行反峰电压在脚形成的电位较高,Q39、 Q37组成正反馈自持电路,进入饱和导通状态,同时使Q40也饱和导通,Q33、Q35基极电位下降,处于截止状态,而Q34、Q36则处于饱和导通状态,脚输出低电平,这时不论21双稳触发电路有无输出,都不会改变脚的电位,行扫描电路则停止工作。当故障排除后,电路又恢复到正常工作状
39、态。过高的电压还会损坏显像管、行输出管、行高压变压器等元部件,这时需要立即去掉行激励脉冲,使行输出级停止工作,以便排除故障后,再恢复工作,这就需要过压保护电路。另外,当脚串入高压干扰脉冲时,为防止内电路管子(如行预激励管Q36)被击穿,也应有保护电路。过压保护电路由R80、DW12、D24组成Q36的过压保护电路,当显像管高压打火或行激励级电源电压误加入时,脚电位上升,经R80、DW12、D24、D25分压后,也会使脚电位上升,同样会使Q39、Q37处于自持饱和导通状态。与X射线保护电路一样,使Q34、Q36饱和导通,脚电位降为低电位,避免Q36被击穿。图8-23X射线防护电路8.3.5行扫描
40、输出级行输出级工作在高电压、大电流状态下,其功率消耗较大,甚至可达到整机功率消耗的一半。行扫描输出电路的作用是向行偏转线圈提供锯齿波电流,使显像管的电子束作水平扫描。一、行输出级工作原理行输出级的原理电路如图8-24(a)所示。行激励级送来的脉冲电压经过激励变压器B送到行输出管Q的基极。D为阻尼二极管, CH为逆程电容,LH表示行偏转线圈。图8-24行输出级电路及等效电路图8-24(b)是行输出级的等效电路。因晶体管工作在开关状态,故以K表示之。由于行频较高,行偏转线圈的直流电阻与偏转线圈的感抗相比可以忽略不计,所以偏转线圈可等效为一电感LH。下面,对照图8-24和图8-25分不同时间段来分析
41、一下行输出级的工作过程及波形。1.在t1t2期间行输出管饱和导通,开关K闭合,等效电路为图8-25(a),电源E加在偏转线圈(电感LH)和电容CH两端,立刻以很大的充电电流给电容器CH充电至电源电压E,其方向为上负下正(规定CH上电压的正方向为自上至下)。随后,充电电流为零,由集电极电流ic提供的行偏转线圈LH的电流iYH逐渐增大,iYH从零开始线性上升 (8-8)在t=t2时,iYH达到最大值IYHP,IYHP=(t2-t1)即为晶体管集电极电流的最大值ICP。2.在t2t3期间行输出管截止，集电极电流ic为零,开关S断开,等效电路如图8-25(b)。由于偏转线圈LH的电感特性,电流iYH不
42、能立即截止,还要继续流通,于是向并联的电容器CH充电,电感线圈中储存的磁能转变为电容器CHH中的电能。iYH逐渐减小时,CH上的电压逐渐升高,其方向为上正下负。和t=t-3时iYH减小到零,电容器上的正极性电压达到最大值,线圈中的磁能全部变成电能。此时,晶体管的集电极-发射极间承受很高电压。图8-25行输出级在不同时间的等效电路及其波形3.在t-3t-4期间ub仍为负脉冲,开关S仍断开,电容器CH上的正向电压uCH又通过电感线圈LH放电,使LH中有反向电流流通,等效电路如图8-25(c)。随着电容器放电的持续,CH上电压越来越低,LH中反向电流iYH越来越大。CH中储存的电能又逐渐转变为LH中
43、的磁能。当t=t4时,uCH=0,iYH达到反向最大值,并且iYH的反向最大值和正向最大值iYHP两者的幅度近似相等。4.在t4t5期间反向电流继续流过LH并对CH反向充电,LH中的磁能又逐渐转变为电能。等效电路如图8-25(d)所示。如果电路中没有接入阻尼二极管,则磁能与电能的转换将继续下去,产生正弦自由振荡,如图8-25(c)中iYH波形图中虚线所示。当t=t-5时,反向电流对CH充电使CH上的反向电压达到电源电压值E,即uCH=-E,并且uCH有高于电源电压的趋势。但是,有阻尼二极管VD时,VD从t-5开始导通,线圈中的电流流过二极管,这时,二极管iD电流表示对电源充电,将线圈中磁能馈还
44、给电源。等效电路如图8-25(e)所示。这时则有iYHIHP(8-9)(式中RiD为二极管导通内阻,LH/RiD为放电时间常数)。当LH/RiD较大时,iYH近似为一线性变化电流,且在t=t6时iYH=0。实际上,当tt5时,NPN型三极管集电极加有负电压,其集电极有反向电流流通。所以,电流除流经二极管外,还反向流过行输出管。在t5t6期间,由LH、电源及二极管、行输出管构成电流通路。5.在t=t6时ub又变为正向脉冲,行输出管饱和导通,等效开关S闭合,继而重复上述过程。综上所述,行扫描电流是流过行输出管电流iC和阻尼二极管电流iD叠加所形成的行锯齿波电流,基本上呈线性。它可分成三段描述之(如
45、图8-25(c)所示):(1)t1t2为正程扫描的后半段,电流iYH从零上升到IYHP。行输出管导通,VD截止, iYH=ic0。(2)t2t4期间为行扫描逆程,电流由IYHP降到-IYHP,行输出管和VD均截止。逆程时间Tr决定于LH、CH参数的选择,即要求由LH、CH产生的自由振荡周期的一半等于行逆程时间Tr,(8-10)因此把CH叫做逆程电容。(3) t4t6为正程扫描的前半段,电流iYH由-IYHP变到零。VD导通,行输出管截止。iYH=iD。由于t1t2或t4t6均等于正程时间Tt的一半,所以正向或反向电流iYH的最大值(8-11)式中,Tt为行扫描正程时间。从图8-25可知,当iY
46、H从正向最大值很快下降到负向最大值时,即在t2t4期间,电容器CH上将产生一个很高的正向脉冲,这个脉冲电压等于偏转线圈LH两端的电压。由于这个电压是由LH、CH的自由振荡产生的,于是可以按此来估算:UCH=ULH=LHIYHP式中所以将(8-10)和(8-11)两式代入,得到而行输出管集电极电压(也叫行反峰电压)可见,正程时间越长,逆程时间越短,则UC电压越高。当Tr=12s,Tt=52s时,UC=7.8E8E实际上,当不加外来同步信号时,行周期可能比64s长,行反峰电压UC可达(810)E。这就要求行输出管必须有足够的耐压性能。但另一方面,我们可以利用行反峰脉冲来产生显像管所需要的高压。值得
47、注意的一个问题是,对行激励脉冲宽度(即行振荡脉冲宽度)必须有要求。从图8-25(a)可以看出,激励脉冲的负向最小宽度t2t6不能小于行逆程Tr(即t2t4)。如果小于Tr,则当ub变为正电压时,行输出管导通后因集电极有很高的电压而产生很大的电流,甚至损坏晶体管。为了安全起见,并考虑到可能因为打火现象等异常情况而使行输出管过早导通,因此一般要求行激励脉冲负向宽度为1820s(至少要大于16s)。二、行输出电路中的非线性失真及其补偿为了使电视机能够不失真地再现电视图像,要求电视机的行扫描电流为理想的锯齿波形,尤其在正程扫描期间,希望行偏转电流iYH是线性增长的。但实际上,行扫描电流的波形失真是不可
48、避免的,因此应了解引起波形失真的原因,并且采取措施进行校正及补偿。引起行扫描电流波形失真的原因主要有两个方面:1.电阻分量引起的波形失真扫描电流的非线性在电阻分量上的反映是偏转线圈的电阻RH、行输出管的导通电阻Ri及阻尼二极管导通电阻RiD的存在,使扫描电流不会是理想的线性输出电流,而是按指数规律变化的输出电流。如图8-26所示。当行输出管导通时,等效开关S闭合,偏转线圈中电流iYH为近似线性波形当ic较大时,电流在RH及Ri上的压降不能再忽略了,使iYH的增长变慢而且ic越大,增长越慢,因此在扫描正程结束时偏离线性规律较多。在行输出管截止时,等效开关S断开,负向的偏转电流主要流过阻尼二极管。
49、这时,偏转电流当iD很小时,iYH当iD较大时,iYH的增长速度加快,即在扫描正程一开始就偏离线性规律。这两种情况下出现的行扫描电流的非线性,造成电子束在荧光屏左边扫描速度增大,图像被扩展在荧光屏右边扫描速度减慢,图像被压缩,如图8-27所示。图8-26电阻分量引起的非线性失真图8-27行输出级电阻分量引起的图像失真2.显像管荧光屏曲率引起的非线性失真如图8-28所示,显像管内电子束在偏转磁场作用下作水平方向扫描时,即使扫描的角速度是均匀的,但由于荧光屏曲率半径较大(即荧光屏弯曲的程度较小,较平坦),而电子束扫描轨迹的球面半径较小,使电子束偏转中心到荧光屏上各点的距离并不相等,因而从荧光屏上来
50、看,相当于左右边缘部分电子束扫描的线速度较快,而在中央部分扫描的线速度较慢。其结果就形成在图像左右两边被扩展的非线性失真。这种失真叫做延伸失真。图8-28显像管荧光屏曲率与电子束扫描轨迹曲率不同引起的非线性失真行输出电路中非线性失真的补偿办法:1)可在行偏转线圈电路中串接行线性调整线圈LT,如图8-29(a)所示图(b)为LT的结构示意图。线圈LT的磁芯较特殊,绕线部分的截面较小,因而这部分容易达到磁饱和。在线圈磁芯旁有一块永久磁铁,改变磁铁离开磁芯的距离或转动永久磁铁的方向,就可以改变永久磁铁在线圈磁芯中产生的磁通M。当线圈LT中流过偏转电流IYH时,在线圈磁芯中也产生与偏转电流相应的磁通T
51、。显然,在M+T的作用下,使LT的电感量产生变化。当偏转电流IYH为负值或较小的正值时,线圈磁芯不饱和,LT的电感量较大而在正程扫描末期,偏转电流IYH为较大的正值时,M+T使线圈磁芯饱和,LT的电感量下降。这样,在正程扫描末期使偏转电流增加变快,补偿了原来电流减慢的情况,扫描线性得到了改善。改变永久磁铁的位置和方向可以调整校正量。图8-29行扫描非线性失真的校正(2)对由于阻尼二极管内阻较大引起的行扫描非线性失真,解决的办法是除了选择内阻较小的二极管,还可以把阻尼二极管接在行输出变压器绕组圈数较多的抽头上,如图8-29(a)所示。这样,可通过阻抗变换作用,使归算到偏转线圈两端的二极管内阻减小
52、,从而减小其对偏转电流成为线性的影响。(3)对显像管荧光屏曲率所引起的非线性失真,可采用S校正。由于图像两边扩展相当于扫描速度较快,因而可以通过减慢偏转电流在行扫描正程期始末两端的增长率来补偿。这时扫描电流呈S状曲线,如图8-29(c)所示。为了实现S校正,可在行偏转线圈中串接一个电容器CS,如图8-29(a)所示。由LH和CS构成串联谐振电路,其谐振频率为S=1/。由于自由振荡电流具有正弦波形状,若使其频率低于行频,并在扫描正程内取正弦波的一部分,则iYH稍呈S波形,这样就能使电子束在整个荧光屏上的扫描线速度均匀一致。显然,S越高,波形弯曲程度越大,S形补偿越显著。一般是根据扫描的失真程度来
53、选择CS。例如取CS=12F。(4)枕形失真校正。在大屏幕电视机中,显像管荧光屏曲率所引起的非线性失真更为突出,使屏幕光栅呈图8-30(a)所示的枕形。前面介绍的两种补偿方法对黑白电视机适用。但对彩色电视机,由于附加磁场影响彩色会聚与色纯度,因此需设专门的枕形校正电路。图8-30枕形失真及扫描电流的校正波形枕形失真分水平方向与垂直方向两种,如图8-30(b)、(c)上方图形所示。校正这两个方向的枕形失真所需要的扫描电流波形如图8-30(b)、(c)下方图形所示。由水平光栅枕形失真可知,行扫描电流幅度不应相同,否则在屏幕中部光栅最短,因此需要利用场频抛物波去调制行扫描锯齿波电流,使场程内各行的偏
54、转电流幅度不同,并使对应屏幕中部的iHY最大,而每场始、末时的扫描电流幅值不需校正。图8-30(b)所示iYH便可校正水平枕形失真。垂直光栅枕形失真的校正方法是利用行频抛物波叠加到线性场偏转电流上来实现的。每场扫描起始或结束处的抛物波幅度最大,对应的校正量最大,因为此两处光栅弯曲最严重光栅越靠中间部分,失真越小,所需的校正量也越小。对于每行而言,抛物分量最大处对应着光栅的中间部分,因为每一行光栅两端不需校正,而中间所需垂直校正量最大。因此iYV每行的抛物量相当于使垂直偏转附加了一个磁场,上半场使每行光栅向下偏移量逐渐减少,屏幕中间抛物量最小,可不用校正下半场使每行光栅向下偏移量逐渐增加。所以上
55、半场光栅与下半场光栅所需抛物分量方向正好相反。在实际电路中,水平枕形校正电路与垂直枕形校正电路工作原理相差不多,都是利用磁饱和变压器来进行校正的。这里仅以CS37-2型彩色电视机中的水平枕形校正电路为例简单介绍其校正原理。如图8-31所示。T502是水平枕形校正电路所用的磁饱和变压器,其次级串在行偏转支路中,L502是行线性调节电感,C513是S校正电容T502的初级串接在场偏转线圈支路中,C409为场S校正电容,R423为改善场扫描电流线性的负反馈电阻C410为避免行频干扰场偏转采用的行频旁路电容,R420为阻尼电阻,用来防止自由振荡, R422、D403为削波器,防止扫描逆程感应电势过大另
56、外,T502通过C409并接在R428两端,由于流过电感的电流是其两端电压的积分,当R428两端加有场频锯齿电压时,通过T502初级的电流便是场频抛物波。该枕形校正电路的校正原理为:在未加交流信号时,17V电源通过R427、R423使T502初级通过一个直流,使T502呈半磁饱和状态。当初级加有场频锯齿电压时,抛物形电流流过T502初级使T502呈磁饱和状态,从而T502次级电感降低,于是行偏转线圈支路电流iYH幅度便加大。初级流过的抛物分量电流最蟠正好对应着场扫描锯齿电压正程中点,此时T502次级电感降低最多,使此时的iYH幅度最大,这样,便得到图8-30(b)所示的幅度受调的行偏转电流iY
57、H。这相当于场频抛物波调制了行频锯齿波。三、逆程变压器及脉冲整流由前述可知,在行输出级电路的输出端,可得到一个约(810)E的脉冲电压,若用变压器将其升压后再进行脉冲整流,便可得到显像管阳极所需的几万伏高压。行输出变压器的主要任务就在于此,故又称做逆程变压器。如图8-29(a)变压器T所示。通常把T初级称做低压包专供升压整流用的次级称做高压包。以前,高压包、低压包是分开绕制的,低压、高压包分别绕制在U型锰锌铁氧体磁芯的两侧。但由于分布参数及漏感的影响,会使电视机质量下降,所以现在许多电视机都采用一种新型的逆程变压器,称为一体化多级一次升压式变压器。CS37-2型彩色电视机采用的是一体化结构的三
58、级一次升压式逆程变压器(FBT)。FBT采用玻璃直接淀积在硅片PN结上,制成玻璃封装高压整流二极管,它尺寸小,耐高压,热稳定性好,将几个整流二极管分别串行接入分段绕制的行输出高压线圈中,完成多级一次升压功能,如图8-32(a)所示。图8-32(c)是FBT剖面结构图。其次级高压线圈分成L、L、 L匝数均相等的三段,它们均为初级圈数的几倍。高压整流二极管D1D3与分段次级线圈相串接,C1为各绕组本身分布电容,C2为绕组对地分布电容,每个二极管可看作一个一般的二极管整流电路, C1和C2作为整流后的滤波电容。当初级输入的交流反峰脉冲正脉冲幅值为Ei,则LI两端感应的交流反峰脉冲正脉冲幅值为nEi,
59、D1将LI上的脉冲整流,由于供电负载较轻,可以认为A点整流后的直流电压近似为nEi。图832三级一次升压高压整流电路及FBT剖面结构图而A点因C2的旁路作用,交流电位为零。同理, B点直流电位在A点的基础上再加上一个nEi值,而交流电位仍为零。C点直流电位为A点的3倍,交流电位仍是零。可见,这种升压电路对交流而言均可视为单独的整流器对直流而言,它们整流后的直流电位相叠加,使最后获得的直流高压EH为3nEi。如果采用四个整流管便可再升高一个nEi。这种整流器不专门加滤波,由于它利用行频脉冲整流,而行频比市电频率高出300倍,因此滤波电容容量可大为减小,它利用分布电容及显像管内、外管壁石墨层之间存
60、在的12nF的电容,就可以满足滤波要求。另外,彩色显像管所需聚焦电压也很高,约为45kV,可从变压器A点或B点引出。通常把行输出变压器、多级一次升压变压器及聚焦电位器封装在一起,具有良好的绝缘性能,工作稳定、可靠。四、行输出级电路实例图8-33是海燕CS37-2型彩色电视机行输出电路图,115V电源接在变压器7端上。它的行输出管与阻尼二极管封装在同一壳内,还包括一逆程电容,在射极还串有一个10左右的电阻,起保护作用,同时又起反馈作用。行输出级除提供行偏转线圈所需的锯齿电流外,由D210对行反峰电压削波整形后至视放作为行消隐脉冲。同时,还要供给鉴相器一个行逆程脉冲作比较信号,由逆程变压器第三端送
61、出还要供给显像管灯丝电压,从逆程变压器4、5端输出,这两端送出的峰峰值为2225V的行脉冲,其有效值为6.3V还有7种直流电压:22kV至显像管第二阳极45kV至显像管聚焦极800V左右直流电压作为加速电压180V同D503整流,作为视放输出级电源17V由D504对负极性行脉冲电压整流而得,作为电视机B3电源降压后成为12V电压作为电视机B2电源还有D405钳位输至垂直中心调整,其电压约零点几伏。图8-33海燕CS37-2型彩色电视机行输出电路逆程变压器第二端还接有ABL电路,R522、R520作为ABL电路的取样电阻。该行输级是典型的,其原理与前述的相同。行偏转支路各元件作用前面已介绍。L5
62、03、R527为低通滤波器,滤除激励信号中的高频成分。为了防止脉冲辐射,在行输出管各电极引出线均串入小磁环。8.4场扫描电路场扫描电路的主要作用是,给场偏转线圈提供一个符合技术标准的锯齿波电流。使显像管电子束在其产生的均匀磁场作用下做自上而下的扫描运动。场扫描电路同时还提供场消隐信号给显像管,使电子束在场逆程期间截止。对场锯齿波电流的要求是:具有良好的线性,以保证屏幕垂直方向光栅的均匀具有足够的幅度与幅度稳定度,使光栅在垂直方向满幅,且较少受电源电压波动及温度变化的影响应能被场同步信号同步,以保证显像管电子束的扫描运动与发射端摄像管电子束的扫描运动一致,而在无场同步信号的情况下,仍能正常扫描。
63、场扫描电路的组成如图8-34所示。图8-34场扫描电路方框图电视机的场扫描电路有全集成式的,也有分立式的,还有集成与分立元件相结合式的,CS37-2型彩色电视机属于后者。场振荡与锯齿波形成电路有变压器耦合间歇振荡器构成的,也有用所谓多谐振荡器电路的。此振荡系统属于大环路正反馈系统,由包括场频脉冲形成电路。锯齿波形成电路、激励级以及输出级在内的几部分共同组成,主要通过输出级与脉冲形成电路间的深度正反馈形成自激多谐振荡。场扫描系统中,多谐振荡器相当于电子开关的作用,对电容器充放电,在电容器两端形成锯齿波电压,再经放大后去推动输出级。输出级相当于低频功率放大器,但又不完全一样,因为其负载不是纯阻。在
64、分立元件组成的黑白电视机中,多采用扼流圈式功放,随着集成电路电视机的出现,场输出级多采用无输出变压器(OTL)的分流调整式推挽电路。8.4.1场振荡级场振荡级电路中使用最广的是一种间歇振荡器。图8-35是一种典型间歇振荡电路。这种振荡器的特点是:(1)同步性能好(2)直接转换成锯齿波,正好符图8-35间歇振荡器实例合场扫描电路的要求(3)频率调整方便(4)工作比较可靠。间歇振荡器的工作原理已在行振荡器一节中描述过,这里不再重复。8.4.2锯齿波电压的形成对图8-35这类场振荡器,它的振荡波形是频率为50Hz的矩形脉冲。锯齿波形成电路就是将矩形脉冲转换成锯齿波。由间歇振荡器的特点可知,这种波形转
65、换容易实现。图8-35中发射极电容Ce、电阻Re就是用来实现波形转换的。具体形成过程如下:当晶体管导通时,发射极电流ie对电容Ce充电,电容上的电压逐渐上升。当晶体管截止后,Ce通过Re放电,电容上的电压逐渐下降。因此电容上的电压呈现一升一降的锯齿形。选择较大的Ce(约20F),并放电比充电慢,便得到线性良好的锯齿波。在图8-35中Re=1.5k,Ce=22F,所以ReCe=33ms,大于场周期TV=20ms,在t20ms的时间间隔内波形可近似为直线。如Ce过大,虽然线性变得更好,但降低了锯齿波电压的幅度。8.4.3TA7609P中场振荡与场同步原理TA7609P中的场振荡器是一个正反馈运放构
66、成的自激多谐振荡器。如图8-36,Q41、Q42组成差动放大器,并与Q45、Q46、Q47、Q48组成正反馈电路,外接电容3C14是自激多谐振荡器的定时电容,Q48是3C14的放电管,外接电阻3R17是该放电回路的放电电阻。Q43是差动放大器的恒流源,Q45是Q41的集电极有源负载,Q45、Q44、Q46组成改进型恒流源。将Q41的集电极输出信号,经放大、射随(Q47)后,再经R66、R65激励Q49、Q48。Q49、Q48的集电极输出再回到Q41、Q42的基极,完在正反馈。图8-36场振荡及场同步电路稳压二极管DW14,二极管D17和Q51组成钳位电路。当Q41截上时,Q44Q49都处于截止
67、状态,A点电位为零电平,B点电位也为零电平,这时3C14由12V通过3R20、3R19、3R18充电,形成扫描的正程。当3C14充电到一定电平,UB41UB42,差动比较器产生翻转,Q41导通,Q42截止。由于Q41导通,使Q44Q49都导通。此时,3C14通过Q48迅速放电,形成扫描逆程。A点输出正脉冲,B点也输出正脉冲,其脉冲幅度为A点最高电平减去0.7V。当Q46饱和导通时,饱和压降为0.3V。DW14的击穿电压(即稳定电压)为8.1V,考虑到D17的正向压降和Q51的UBE,A点最高电平为9.5V左右。正极性场同步脉冲由12脚经R60加入到Q50的基极,经Q50放大、倒相为负脉冲,加到
68、Q42的基极,使Q42由饱和导通状态,提前强迫进入截止状态,实现场扫描电路的同步工作。当3C14放电到一定程度,UB42UB41,差动比较放大器又会发生翻转,变成Q42导通,Q41截止,如此周而复始,完成了场振荡过程。B点输出的正脉冲,再送到锯齿波电压形成级,作为开关脉冲,控制积分电容的充放电过程。改变充电电阻3R20的阻值,可以改变3C14的充电时间常数,调节正程时间,完成场频调整。3R20阻值增大,场频降低。扫描正程期间,Q41截止,R56、R57、R58组成分压电路,给Q42提供正偏,Q42导通。如果没有R58,则Q42正偏太大,影响Q41、Q42的翻转速度。扫描逆程期间,R58被Q49
69、短路,Q42正偏减小,Q42变为截止。8.4.4场推动级及场输出级场推动级的作用是把锯齿波适当放大,以满足场输出级对输入信号幅度的要求。同时推动级还起着一个中间隔离的作用(缓冲作用)。如果把锯齿波形成电路直接与输出级相接,由于输出级的输入电阻不高,它将使锯齿波形成级的放电时间常数缩短,影响锯齿波形。对振荡级来说,如果它直接向输出级供给信号,它的振荡易受输出端的影响造成振荡不稳定。因此,通常用一级推动级插在振荡级和输出级中间。推动级的原理与普通低频甲类放大器相同,这里不再介绍。场输出级向场偏转线圈提供锯齿波的扫描电流,电流的幅度由偏转线圈要求决定,通常在零点几安培(30cm(12英寸)至几安培(
70、59cm(22英寸)之间。它的输入来自前级(推动级),也是锯齿波。因此,场输出级是一种低频放大器,它的电流、电压幅度都比较大。在介绍场输出级之前,首先需要了解它的负截-偏转线圈的性质。偏转线圈有电阻R和电感L,它的等效电路如图8-37(b)。每只偏转线圈由两个绕组合成,它们在显像管管颈处相对180放置。使用时,可以将两个绕组串接,也可以并接,如图8-37(a)所示。如果每个绕组的电感为L1,电阻为R1,则两个串接时L=2L1,R=2R1。而并联时L=L1/2,R=R1/2。当峰峰值为IPP的锯齿波电流iYV流过偏转线圈时(iYV方向如(b)中所示), 电阻上的压降UR=-iYVR,规定UR方向
71、如图(b)中所示,其波形与iYV相反,如图8-37(c)所示。电感上的压降。锯齿波形的斜率为常数,扫描正程(Tf)中斜率为IPP/Tf,逆程(Tr)中为-IPP/Tr。所以,在正程期间,电感上的压降为图8-37偏转线圈在逆程期间两者方向相反,总幅度因为TrTf,在20ms的场周期中,Tr1ms,Tf19ms。因此,在这个感应电压中, 逆程电压是主要的。此外,URULr。例如典型的30cm(12英寸)黑白电视机的场偏转线圈的参数如下:R=40,L=80mH,IPP=0.35A,Tf=19.4ms,则UR=IPPR=14 V, ULf=LIPP/Tf=1.44 V,ULr=LIPP/Tr=47V。
72、偏转线圈中的功率在iYV达到IPP/2时为最大,即(8-16)上式右边第一项代表电感L中的无功功率(储能),等于0.25W,第二项代表电阻R的消耗功率,等于。可见场偏转线圈中电阻消耗的功率是主要的,储能是次要的。因此,把RI2PP称为场偏转功率指数,单位是A2。但是对于行扫描的情形,由于行频高,Tf小得多,因此第一项是主要的,用它来代表行偏转线圈的功率,称LI2PP为行偏转功率指数,单位是mHA2。它是储藏在行偏转线圈中的无功功率,与场偏转线圈中的消耗功率本质上不同。因此,场扫描输出级与行扫描输出级是完全不同的两类电路。前者为低频放大电路,后者为开关电路。当然,在电流、电压绝对值以及行扫描输出
73、级还担负提供显像管高压等任务方面两者差异更大。表8-1列出了一些典型的显像管的偏转线圈的参数。它有助于对实际情况的了解。注意偏转线圈的L和R是有关的,对于同一种显像管可以用不同L、R组合的线圈。但是偏转功率指数却是不变的,由显像管偏转角、管颈直径、阳极电压等决定。线圈结构、匝数和两半的串、并联方法不同,使L、R不同,要求IPP不同,产生的UL也不同。场(行)扫描输出级的电路和晶体管应与之相配合。场输出级电路的常用形式有三种:(1)OTL电路(无输出变压器的电路)(2)扼流圈耦合输出电路(3)变压器耦合输出电路。表8-1几种显像管的偏转线圈的参数图8-38是OTL场输出级的原理电路。同普通音频O
74、TL电路一样,它是用V2、V3两只晶体管分别供给偏转线圈所需扫描电流iYV的正负两个部分。iYV的规定正方向在此图中是流入偏转线圈中的方向。在V2导通的(t1t2)半周期内,它的电流i2通过隔直电容C流入线圈,构成iYV的正半部分。此时V3截止,i3=0。电容C被i2充电。当t=t2, iYV=0。在(t2t3)半周期内V3导通,V2截止,电容C上的电荷通过V3和线圈放电,电流i3构成iYV的负半部分。D点的直流电压为ECC/2。V2和V3工作在乙类或甲乙类状态。它们交接的地方对应于扫描正程中心iYV=0处。如果两管交接不好或放大倍数差别大,则在交接处iYV的波形就不是一条直线,使画面中心的图
75、形发生畸变。因此实际电路中需要附加一些反馈元件,使两管输出波形对称。图8-38是OTL场输出级的原理电路输入电压Uin来自前面的场推动级,V1集电极和发射极电压波形的极性相反,在t1t2时间内,A点电压比V2管的导通电压高,所以V2导通放大。而B点电压低于V3管的导通电压,所以V3是截止的。在t2t3时间内,则相反,V3导通,V2截止。所以V1管起着把一个输入信号分成两路激励信号(激励推挽式工作的V2、V3两管)的作用。D点的(输出)信号,反馈到V1的输入端,可以改善波形,同时也可以稳定直流工作点。逆程的感应电压脉冲(参看图8-37,但方向相反,因为iYV的方向相反)同时加到V2、V3两管上。
76、对于截止状态的管(例如在t1以后Tt/2的逆程时间内的V3)来说,这个脉冲电压的方向是与电源电压(V3管的电源是电容C的直流电压ECC/2)的方向相反的,它的幅度ULM由(8-15)式给出,是很大的。当它超过ECC/2时,V3管就受到负电压的作用。因此,OTL场输出级的电源ECC通常都比较高,以避免发生这种情况。对于导通的管(例如V2)来讲,逆程脉冲电压ULM与电源ECC/2叠加在一起作用在管子上,这期间管子的电流接近IPP/2,因此功耗是比较大的。而正程导通期间,由于电流从IPP/2直线地减到零,而ULM已不存在,所以功耗相对地减小一些。由于UL的方向对V2、V3两管是不同的,V2的功耗要比
77、V3的大,这是场扫描OTL电路与普通音频功率放大的OTL电路的区别所在。V2、V3管的耐压要求也要比普通OTL中的高得多,这也是场扫描OTL电路的特点。V2、V3管的电流容限ICM至少比IPP/2大一些,具体数值与偏转功率指数RI2PP和偏转线圈的R有关。所以作为场扫描OTL输出级中用的晶体管都是大功率的低频放大管。它们的线性和两管对称性也要考虑。通常都加一些反馈电路,以改善扫描电流的波形,并降低对V2、V3管在这方面的要求。8.4.5场扫描电流波形失真与补偿法一、场扫描电路中电流波形产生畸变的主要原因(1)锯齿波电压形成电路是利用晶体管作电子开关,控制RC电路充放电,从而得到锯齿波电压。RC
78、电路充放电按指数规律变化,起始段电压变化线性好,以后电压上升速率减慢,造成非线性失真。(2)场输出管是非线性的,当输出管注入电流按线性规律变化时,输出电流IC起始部分变化快,结束部分变化慢,产生了非线性畸变。(3)当耦合电路的时间常数较小时,耦合电路会产生微分效应,微分效应将使锯齿波电压中的低频分量受到损失,也会使锯齿波电压终了时的变化率减小。以上三种主要原因产生的非线性畸变都会使锯齿波电压起始部分变化速率大,终了时变化速率变小,造成图像上部拉长,下部受到压缩。二、场扫描电流畸变的补偿方法通常采取的主要补偿措施有:使输入锯齿波电压产生预失真,抵消原来的失真采用负反馈电路减小输出管的非线性失真尽
79、量采用直接耦合形式,避免耦合电容的微分效应升高场锯齿波形成级的电源电压选用较大的RC积分常数等。但主要措施还是使输入锯齿波电压产生预失真。图8-39(a)为积分预失真校正电路,其工作原理为:当锯齿波电压Ui加到该积分电路上时,电容C通过R充电,电容C两端电压仍按指数规律上升,即UC=Ui(1-e-t/RC)。同时由于Ui(t)=Kt,因此uC的上升速率还与电源电压Ui(t)有关,ui较小时,UC上升率小ui较大时,UC上升速率加大。 UC变化曲线如图8-39(b)中所示,是一个下凹的锯齿波,输出锯齿波电压产生的这种预失真,正好补偿上凸形锯齿波电压的失真,以使偏转线圈中流过线性变化的锯齿波电流。
80、图8-39(a)为积分预失真校正电路充电电流iC的变化规律为:扫描正程开始时, ui=0,uC=0,iC=0。随着ui的增长,充电电流迅速增长,同时电容C两端电压uC也增大uC越来越大,充电电流的增长速度越来越小,iC的波形如图8-39(c)所示。根据iC曲线可以画出uR=iCR曲线(图8-39(d)。由此可见:uR、uC的波形变化规律正好相反,利用这一特点正好补偿场扫描电路的畸变,如果把图8-39(d)所示的uR加入场扫描电路中,就加速扫描电流起始段的变化率,改善场扫描起始段的线性如果把图8-39(b)所示电压加入场扫描电路中,便可加速扫描电流后半部分的变化率,改善场扫描终了段的线性。实际中
81、,是把电压uR、uC按一定比例各取一部分加入场扫描电路中作校正。8.4.6场输出级电路实例图8-40是海燕牌CS37-2型彩色电视机的场输出电路图。Q401、Q402组成分流调整形OTL功放, 激励电压由TA7609P第脚输出至功放。此点又接维修开关,当维修开关打向此点(S点)时,场激励信号被旁路,场扫描停止,屏幕光栅仅剩一条中心水平扫描线。C407是自举电容,V.DY表示场偏转线圈,场锯齿波电流将通过V.DY、C409、R423到地。另外,从Q401射极经偏转线圈和R428到地无隔直电容,可见有一固定直流通过偏转线圈,它将产生一个固定磁场,使光栅中心位置向上偏移。如果调节此固定直流的大小与方
82、向,可使光栅中心位置向上或向下移动,直至光栅中心与屏幕中心重合。此中心位置的调节共有三种状态可供选择,OM、ON、OP位。这将改变偏转线圈一端的直流电位,从而改变流过偏转线圈的直流大小与方向。在偏转线圈的高电位端接有C211、R228耦合电路,又经D209、R227的隔离加至D208负向削波器上。整形后的正向场频矩形脉冲作为消隐信号加到视放。为改善扫描线性,该电路设置了下列几种线性校正电路:C409作为S校正电容,在扫描半程期,其上充有近似为电源电压的一半,作为Q402管工作时的电源R423是串接在偏转线圈支路的小电阻,作为电流负反馈,经C411、R418、R417组成的弱微分电路使低频部分进
83、一步失真,反馈到脚形成交流负反馈信号,利用此负反馈作用,以改善扫描电流的线性R416、R417、R418、R423至脚,与内部预激励组成直流负反馈电路,以稳定输出管的中点电压还有,C406接在脚,是集成电路锯齿波形成电路的外接电容,其上电压为负极性锯齿波。当振荡器输出正脉冲时,电容C406被充电形成锯齿波逆程,其余时间放电形成锯齿波正程。放电电阻有R408、R409、R410、R411、R431等,放电常形成锯齿波下凹失真。 同时, R409、 R410、 R408、C406又构成积分电路,将Q401射极上含矩形脉冲的负极性锯齿波积分,形成上凸抛物分量,将此抛物分量叠加至C406原先形成的锯齿
84、波上,可以抵消它的下凹失真。R410是场幅调节电位器,改变它可以控制从输出端正反馈回来的反馈量大小,从而达到调节场崐幅的大小。R431是场线性电位器,改变它可以微调锯齿波的斜率。图8-40CS37-2型彩色电视机场输出级略图场输出电路除了基本电路外,还设计有其它功能的辅助支路。其作用如下:自举电容C407,它保证在扫描电流正向最大时使Q401处于饱和导通状态R413除了构成Q402集电极供电通路外, 还是自举电容C407的隔离电阻D402是温度补偿二极管,起保护Q401的BE结作用与场偏转线圈并联的电容C410用来旁路行频R420是阻尼电阻,避免场偏转线圈中电流快变时引起的自由振荡,减小电感电
85、路的反峰电压。图8-41场中心位置调节电路场中心位置调节电路如图8-41所尽用来调节画面光栅中心位置偏差。当跨接线与R421相接 时 内 有 一 直 流 流 通 ,其 通 路 为 :115VR421V.DY51V (Q401射极电位)地,使光栅在固定直流磁场作用下有一个向下移动的增量。当跨接线与电阻R430相接时内有两路直流流通,一路为51VV.DYR430D405地另 一 路 为 51VV.DYR428地 。 由F.B.T脚送来的25V行反峰电压经C418隔直后经D405的削波作用,大约有-15V左右的电压。两种直流电流的共同作用的结果使光栅有一个向上移动的增量。8.5TA7609P内外电路
86、功能框图TA7609P集成电路(IC)是日本东芝公司生产的中规模行场扫描集成电路。D7609P是我国从日本东芝公司引进技术生产的单片行场扫描集成电路,它们的功能完全相同。这种集成电路适用于彩色和黑白电视机的行、场扫描电路。该IC内含行、场两部分,行扫描部分具有同步分离,AFC电路,二倍行振荡,21分频器(双稳态触发器)电路,过压保护(X射线保护),行预激励等功能场扫描部分具有场振荡、锯齿波形成、场预激励等功能。本节以海燕CS37-2型彩色电视机行、场扫描电路为例,较详细地说明TA7609PIC的内、外电路的作用。行、场输出电路都在前几节介绍过,此处不再重复。TA7609P集成电路具有下列特点:
87、(1)行场扫描电路分别使用各自的独立电源,相互间隔离较好。(2)采用二倍频行频振荡器,提高了同步稳定性,保证隔行扫描准确。(3)内部不带功放电路,便于灵活设计,特别适合中,大屏幕彩色和黑白电视机。(4)由于采用二倍频振荡器和21分频电路,使脚输出的行频开关脉冲前沿陡削,高次谐波十分丰富,易对光栅造成竖条干扰。因此必须注意排版,加滤波,阻尼元件,才能减小行频干扰。图8-42画出了CS37-2型彩色电视机扫描系统较详细的功能方框。场输出电路,行激励电路以及行输出电路均由外接分立元件组成。图中的外电路功能均用方框图形式示出,可与附图(二)的线路对照。图842海燕牌CS37-2型彩色电视机扫描电路框图
88、负极性的全电视信号经隔离电阻R424、耦合电容C414、抗干扰网络R425、C414、C415、D404加到TA7609P的16脚,波形如附图(二)所示。它经同步分离,取出扫描所需的复合同步脉冲,一路送至鉴相器使行振荡器同步工作另一路送至14脚输出,通过外接积分电路R403、C401、R404、C402及钳位电路C403、R405、D401,经过积分、整形后取出场同步信号,经12脚加至帧振荡,迫使帧振荡器同步工作。如果起始频差太大不能同步,可以调节10脚外接电位器R55,从而改变12V电源对定时电容C405的充电时间常数,即可改变场振荡频率,使其同步。14脚送出的复合同步脉冲还有两个用途,它经
89、R401、R402分压,再经L201、R201、R203、R303、C302、R304、C303等组成的延时网路,延时4.4s后,一方面作色同步信号选通用的门控脉冲另一方面也作亮度通道中黑色电平钳位器的门脉冲。场振荡器形成场频矩形波加至锯齿形成电路,形成场频锯齿激励信号,C406是锯齿形成电容,接于脚,脚上还接有改善锯齿正程线性的反馈电路及垂直幅度与线性调节电位器。形成的场频锯齿电压经放大后,再送场激励(又称帧崐激励)放大到具有一定功率的信号,从脚输至场输出级作为激励信号。为了改善线性、稳定工作点,交流及直流负反馈均由脚输入。行 振 荡 器 的 定 时 电 容 C506、 R501、R506、
90、R507、R508等均为它的充电电阻。行频信号由脚输出,L501、C504组成低通滤波器,滤除高次谐波,防止行辐射。脚外接低通滤波器,通过R509至脚的二倍行频振荡器,二倍行频脉冲通过双稳态触发电路触发行激励工作,产生行频振荡脉冲。经L501、R512至行激励管Q501。复习思考题8.1同步分离电路的作用有哪些8.2幅度分离电路中切割动作是怎样发生的钳位作用是哪部分产生的,为什么需要箝位8.3为什么对扫描电流的线性要求严格又为什么扫描要收、发端同步不同步的现象是什么8.4行扫描电路的任务是什么8.5试述行频自动控制(AFC)电路的作用及工作过程。8.6比较行、场扫描电路的异同。8.7场输出级应当是一种什么类型的电路电视机中常用的场输出级电路有哪几类?8.8行、场扫描电流非线性失真的原因、现象及补偿方法有哪些?8.9行扫描锯齿电流由电路哪些部分形成如果阻尼管开路或逆程电容开路对扫描电流波形有何影响对行输出管有何影响?8.10如果行输出级供电电源EC=110V,若要求逆程时间比标准宽度缩窄1/3时, 对一个BVCBO=1000V的行输出管子是否会造成损害?8.11已知行逆程时间为12s,行偏转线圈电感量为380H,采用自举升压行输出电路,EC=27V,试估计逆程电容的容量及逆程脉冲电压。8.12试述TA7609P的行场扫描集成电路的构成及作用,并指出其特点是什么?
