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1、反激式变压器设计原理 绿色节能绿色节能 PWM 控制器控制器 CR68XX CR6848 低功耗的电流模 PWM 反激式控制芯片 成都启达科技有限公司成都启达科技有限公司 联系人：陈联系人：陈 金金 元元 TEL:13084442786 电话电话/传真：传真：028-87846900-218 028-87823766 电邮电邮: ； MSN: 概概 述：述： CR6848 是一款高集成度、低功耗的电流模是一款高集成度、低功耗的电流模 PWM 控制芯片，适用于离线式控制芯片，适用于离线式 AC-DC 反激拓扑的小功率电源模块。反激拓扑的小功率电源模块。 特点：特点：电流模式电流模式 PWM 控
2、制控制 低启动电流低启动电流 低工作电流低工作电流 极少的外围元件极少的外围元件 片内自带前沿消隐片内自带前沿消隐 (300nS) 额定输出功率限制额定输出功率限制 欠压锁定欠压锁定 (12.1V16.1V) 内建同步斜坡补偿内建同步斜坡补偿 PWM 工作频率可调工作频率可调 输出电压钳位输出电压钳位 (16.5V) 周期电流限制周期电流限制 软驱动软驱动 2000V 的的 ESD 保护保护 过载保护过载保护 过压保护（过压保护（27V） 60 瓦以下的反激电源瓦以下的反激电源 SOT23-6L、DIP8 封装封装 应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、应用领域：本芯片适用于：电池充
3、电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等电源、小功率电源适配器等 60 瓦以下瓦以下(包括包括 60 瓦瓦)的反激电源模块。的反激电源模块。 兼兼 容容 型型 号：号： SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。 原生产厂家 原生产厂家 现货热销！现货热销！028-87846900-218，13084442786。 CR6842 兼容兼容 SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。 绿色节能绿色节能 PWM 控制器控制器 AC-DC 产品型号产品型号 功能描述功能描述 封装形式封装形式 兼兼 容容 型型 号号 C
4、R6848 低成本小功率绿色低成本小功率绿色 SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 节能节能 PWM 控制器控制器 LD7535/LD7550 OB2262/OB2263 CR6850 新型低成本小功率绿色新型低成本小功率绿色 SG6848/SG5701/SG5848 节能节能 PWM 控制器控制器 SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550 SOP-8 OB2262/OB2263 CR6851 具有频率抖动的低成本具有频率抖动的低成本 SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 绿色节能绿色节能 PWM 控制器控制器 SOP-8
5、 LD7535/LD755 OB2262/OB2263 CR6842 具有频率抖动的大功能具有频率抖动的大功能 DIP-8 兼容兼容 SG6842J/LD7552 绿色节能绿色节能 PWM 控制器控制器 SOP-8 OB2268/OB2269 CR5842 具有频率抖动的多保护功能具有频率抖动的多保护功能 DIP-8 大功率绿色节能大功率绿色节能 PWM 控制器控制器 SOP-8 CR6505 半桥半桥 ATX 电源电源 PWM 控制器控制器 DIP-16 兼容兼容 WT7514，AT2005 CR6515 半桥半桥 ATX 电源电源 PWM 控控 制器制器+TL431 DIP-20 兼容兼容
6、 SG6105 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节第一节. 概述概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或“Buck-Boost“转换器.因其输出端在原边绕组 断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85265V 间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存
7、在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于 150W 以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以 必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于 CCM / DCM 两种模式,故变压器在设计时较困 难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 第二节. 工作原理 在图 1 所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器“ T “有隔 离与扼流之双重作用.因此“ T “又称为 Transformer- cho
8、ke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2). 由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次 定律 : (e = -N/T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有 电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图 2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集
9、电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax0.5,在实际应用中通常取 Dmax = 0.4,以限制Vcemax 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (*VIN*Dmax) : 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2 / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,
10、且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则 Po 又可表示为 : Po = VINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2VINDmaxIp Ip = 2Po / VINDmax 上列公式中 : VIN : 最小直流输入电压 (V) Dmax : 最大导通占空比 Lp : 变压器初级电感 (mH) Ip : 变压器原边峰值电流 (A) f : 转换频率 (KHZ) 图 2 反激式转换器波形图 由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极 电流,而此两项是导致开关晶体成本
11、上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍. 反激式变换器一般工作于两种工作方式 : 1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 “ 完全能量 转换 “: ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端. 2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 “ 不完全能量转 换 “ : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始. DCM 和 CCM 在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图 3.实际上,当变换器输入电
12、压 VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL 在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方 式.因此反激式转换器要求在 DCM / CCM 都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以 DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制 PWM.此法可有效解决 DCM 时之各种问题, 但在 CCM 时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度 来解决 CCM 时因传递函数 “ 右半平面零点 “引起的不稳定. DCM 和 CCM 在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图 3. 图 3 DCM / CCM 原副边电流波形图 实际上,当变
13、换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变 化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比 较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解 决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和 降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 “ 右半平面零点 “引起的不稳定. 在稳定状态下,磁通增量在ton时的变化必须等于在“toff“时的变化,否则会造成磁芯饱和. 因此, = V = VININ t tonon / N
14、 / Np p = V = Vs s*t*toff off / N/ Ns s 即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值. 比较图 3 中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中 具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是 增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电 流承载能力,方能安全工作. 在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导 致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,
15、就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中 所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的. 综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区 别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ). 第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN 一、FLYBACK 变压器设计之考量因素:一、FLYBACK 变压器设计之考量因素: 1. 储能能力储能能力. 当变压器工作于 CCM 方式时,由于出现了直流分量,需加 AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更
