第第5 5章章 通信侦察系统的通信侦察系统的灵敏度和作用距离灵敏度和作用距离5.1 通信侦察接收机灵敏度 通信侦察接收机灵敏度 5.2 通信侦察系统的作用距离 通信侦察系统的作用距离 5.3 通信侦察系统的截获概率 通信侦察系统的截获概率 习题习题 5.1 通信侦察接收机灵敏度通信侦察接收机灵敏度5.1.1噪声系数噪声系数 噪声系数是衡量接收机内部噪声的一个物理量， 它定义为接收机输入端信噪比与输出端信噪比之比， 即(5.1-1) 如果接收机的增益为G， G=Sout/Sin， 则(5.1-2) 上式表明， 噪声系数是接收机输出端的总噪声功率Nout与其输入端的噪声功率经接收机放大后得到的噪声功率GNin的比 接收机输出噪声由两部分构成， 其一是接收机输入的噪声被放大后的输出， 其二是接收机内部产生的噪声 因此， 噪声系数总是大于1的， 它表示了输出信噪比恶化的程度 将上式写成对数形式， 噪声系数的意义就更清楚： (5.1-3) 噪声系数表示输出信噪比恶化的程度， 它说明， 由于接收机内部噪声的存在， 其输出噪声功率总是大于其输入噪声功率 接收机输出噪声是由其内部的放大器、 滤波器、 混频器等单元电路产生的， 这些单元以级联方式完成接收机的功能。
下面讨论级联电路的噪声系数的计算问题 设两级级联电路的噪声系数和增益分别为NF1、 NF2和G1、 G2， 则级联后其总的噪声系数为(5.1-4) 类似地， n级级联电路的总噪声系数为(5.1-5) 由上式可以看出，当后级电路增益很高时，总噪声系数主要取决于前级电路的噪声系数因此，为了降低总噪声系数，需要适当提高第一级电路的增益，同时降低它的噪声系数接收机的第一级通常是低噪声放大器，它的增益和噪声系数对于整个接收机的噪声系数有极大的影响此外，后级电路对总噪声系数的影响较小，其位置越接近输出，影响越小5.1.2接收机灵敏度接收机灵敏度 接收机灵敏度是接收机的重要指标之一，也是通信侦察系统的重要指标之一接收机灵敏度与噪声系数有关，它是指在接收机与天线完全匹配的条件下，接收机输入端的最小信号功率由噪声系数的定义，接收机输入端的信号功率为 (5.1-6) 当接收机与天线完全匹配时，接收机输入端的噪声功率为 Nin=KT0Bn (5.1-7)其中,K=1.38×10－23(焦耳/度)是波尔兹曼常数;T0是标准温度(290 K)；Bn是接收机等效噪声带宽(Hz)。
接收机灵敏度定义为接收机输入端的最小信号功率，它表示为(5.1-8) 可见，接收机灵敏度与接收机等效带宽、噪声系数和输出信噪比等有关 接收机灵敏度经常用分贝形式表示，对上式取对数，并且将K和T0的值代入，经过简单的计算，可以得到 Prmin=－174+10lg(Bn)+NF+SNRo(dBm) (5.1-9)式中,噪声系数NF、输出信噪比SNRo以dB为单位；等效噪声带宽Bn以Hz为单位 值得指出的是，上式中的噪声带宽、噪声系数、输出信噪比必须在同一个检测点计算如在中频放大器输出端检测，则三者分别是中放带宽、中放噪声系数和中放输出信噪比如果是在信号处理器输出检测，则它们分别是信号处理器的分析带宽、中放输出信噪比，而噪声系数包括射频通道噪声、ADC量化噪声、信号处理器截断噪声等在内的接收机总噪声系数 在式(5.1-9)中，信噪比是检测信噪比，没有考虑信号处理的影响设某通信侦察接收机的中频放大器输出信噪比为8dB，中频带宽2MHz，射频前端噪声系数为12dB，则它的灵敏度为Prmin=－174+10lg(2×106)+12+8=－91(dBm)考虑信号处理对信噪比的改善作用，如信号处理采样FFT处理，FFT的分辨率为25kHz，则接收机灵敏度为Prmin=－174+10lg(25×103)+12+8=－110(dBm)可见，由于信号处理提高了输出信噪比，接收机灵敏度提高了19dB。
其本质是由于FFT分析的作用，等效噪声带宽由2MHz下降到25kHz，使接收机灵敏度提高考虑到信号处理对接收机灵敏度的贡献，将式(5.1-9)修正为 Prmin=－174+10lgBn+NF+SNRo－Gp (dBm)其中,Gp是信号处理增益，它定义为信号处理输入、输出信噪比改善比，即对于FFT分析和信道化处理，信号处理增益的理论值是其输入信号带宽与输出信号带宽之比而由于ADC量化噪声和信号处理截断噪声的存在，实际处理增益比理论值低2～5dB左右在接收机设计时，经常需要将灵敏度转换为噪声系数，射频前端的噪声系数为NF=174+Prmin－10lg(Bn)－SNRo (dB)(5.1-10) 5.2 通信侦察系统的作用距离通信侦察系统的作用距离 信道是通信信号传播的途径对于无线通信系统，无线信道的电磁波的主要传播方式有直接波、表面波、反射波、折射波、绕射波和散射波等在视距范围内的地－空、空－空通信的主要传播方式是直接波，它的传播模型可以用自由空间传播模型描述而地－地通信则复杂得多，可以采用地面反射传播模型描述5.2.1自由空间电波传播模型自由空间电波传播模型 设在自由空间中存在一个全向的点辐射源，其发射功率为PT，则在距离发射天线R处，信号功率均匀地分布在一个半径为R的球面上，该处的功率密度为 (5.2-1) 如果接收天线距离发射天线的距离为R，则有效面积为Ae的接收天线感应的信号功率为(5.2-2) 天线增益与有效面积和波长λ的关系为(5.2-3) 因此，接收天线得到的接收功率为(5.2-4) 式中GR是接收天线的增益。
如果发射天线不是全向的，设它具有增益GT，则上式修正为(5.2-5) 式(5.2-4)和式(5.2-5)称为自由空间的电波传播方程，它仅适用于视距通信的情况视距通信是指发射和接收天线之间的距离满足视距条件：(5.2-6) 式中的h1和h2分别是发射天线和接收天线的高度，单位为m；k为与传播有关的因子，不考虑大气引起的电波折射时k=3.57，考虑大气引起的电波折射时k=5.12 自由空间的电波传播损耗定义为(5.2-7) 当天线增益用分贝表示时，传播损耗表示为LdB=GT(dB)+GR(dB)－20lgf(MHz)－20lgR(km)－32.26 (5.2-8)而以dBm为单位的接收功率为PR(dBm)=PT(dBm)+L(dB)=PT(dBm)+GT(dB)+GR(dB)－20lgf(MHz)－20lgR(km)－32.26 (5.2-9) 由上式可见，接收机接收的信号功率与距离平方成反比，与信号频率成反比，与发射天线和接收天线增益成正比。
特别是，距离每增加1倍，信号功率减小1/4，或者说功率电平降低6dB 例子：设发射功率为5W，GT＝3dB，GR＝8dB，R＝350km，f＝400MHz，则可以得到接收功率为PR=7+3+8－50.88－52.04－32.26 =－117.18dBW=－87.18dBm5.2.2地面反射传播模型地面反射传播模型 在超短波工作时，信号会沿地面传播，到达接收天线的信号不仅有直射波，还有地面反射波和地面波，如图5.2-1所示 图5.2-1地面反射传播示意图 在地面传播方式下，由于地面反射波和地面波的影响，接收功率近似为 式中hT、hR分别是发射和接收天线的高度通过上式可以发现，地面反射传播情况下，接收功率与距离的4次方成反比，因此，如果发射功率、天线增益不变，接收功率会比自由空间传播时小得多，或者说此时传播损耗大得多为了降低传播损耗，需要增加天线高度从表面上看，接收功率似乎与频率无关但是由于天线增益与频率有关，因此，接收机功率与频率是有关的5.2-10) 地面反射传播在地－地通信时可能会出现当天线的高度与波长之比小于1时，需要考虑地面反射波的影响；反之，如果天线有一定的高度，比如大于几个波长时，就可以采用自由空间传播模型。
5.2.3侦察作用距离侦察作用距离 式(5.2-5)和式(5.2-10)分别是电波直视和地面传播的传播方程在两式中，当接收机功率为接收机灵敏度时，可以计算通信侦察系统的最大作用距离 满足直视条件的自由空间的侦察系统的最大作用距离为 (5.2-11) 上述分析中仅考虑了随着电波传播距离增加引起的自由空间的路径损耗，是一种比较理想的条件在实际工作中，除了路径损耗外，还存在能量损耗、极化损耗以及侦察系统自身的损耗能量损耗和极化损耗等通常用衰减因子表示，此时传播损耗有关修正为 L=Lr+La (5.2-12)其中,Lr是能量扩散损耗；La是除了能量扩散损耗外的其他损耗因子对于直视条件自由空间传播情况，如空－空传播，近距离地－空传播等，损耗因子La＝2～10dB对于短波地面传播情况，损耗因子为(5.2-13) 其中,ρ是一个无量纲的参数，由下式给出(5.2-14) 式中,ε是地面的相对介电常数;σ为地面电导率;d是距离(m);λ是波长(m)当ρ>25时，损耗因子可以简化为 La≈10lgρ+3.0 (5.2-15) 除了考虑损耗因子外，信号传输过程中还存在其他因素会引起损耗，如通信发射机馈线损耗(3.5dB)、侦察天线波束非矩形损失(1.6～2dB)、侦察天线宽频带增益变化损失(2～3dB)、侦察天线极化失配损失(3dB)、侦察天线到接收机的馈线损耗(3dB)，这些损耗加起来，大约是Ls＝13～15.5dB。
于是总的损耗因子修正为 Lp=La+Ls (5.2-16) 在自由空间中，侦察系统的最大作用距离修正为(5.2-17) 在直视条件下，对通信信号的侦察必须同时满足能量条件式(5.2-17)和直视条件式(5.2-6)，实际侦察距离是两者的最小值，即 Rr=min{Rmax,Rsr} (5.2-18) 对于超短波工作时，一般采用地面反射传播模型，对应的侦察系统的最大作用距离为(5.2-19) 本节讨论了不同传播条件下的侦察系统的作用距离(或者称为侦察方程)，这两种情况是最常见的传播条件 此外，在雷达侦察中，由于雷达接收机接收的回波信号是双程传播，而侦察系统接收的是雷达发射的直达波，因此雷达侦察系统具有距离优势而对于通信侦察系统而言，由于通信接收机和通信侦察接收机都是接收通信发射机的直达波，因此不存在距离优势，甚至于在某些情况下，通信侦察系统还处于距离弱势 5.3 通信侦察系统的截获概率通信侦察系统的截获概率 通信侦察的首要任务就是截获所处地域的感兴趣的无线电通信信号通信信号出现的方向、频率、时间、强度等，对于通信侦察设备而言是完全或者部分未知和随机的。
通信侦察设备实际上是使用一个空域、频域、时域、能量域窗口构成的多维搜索窗，按照一定的截获概率截获感兴趣的通信信号所以，为了截获感兴趣的通信信号，需要满足空域重合、频域重合、时域重合和能量足够四个截获条件 截获条件是一个多维窗口共同重合的问题，单独一个条件比较容易满足，但是，共同满足就需要仔细的考虑和分析比如，在综合考虑空域、频域和时域重合要求的时候，因为目标 信号可能是间断工作的，并且其工作频率是某个频率，在进行多维窗口搜索过程中，重合的概率就会下降因此空域搜索速度、时域停留时间和频域搜索速度之间需要综合考虑，才能满足一定的截获概率的要求 通信侦察系统的频域截获概率主要由三个因素决定：接收机的搜索速度、信号持续时间和搜索带宽而通信侦察系统的频域截获概率Pfi定义为(5.3-1) 其中，Td是通信信号的持续时间;Tsf是通信侦察接收机搜索完指定带宽所需的时间设搜索带宽为W(MHz)，接收机搜索速度 为Rsf(MHz/s)，则搜索时间为Tsf=W/Rsf，频域截获概率可以重新写成 (5.3-2) 与频域截获的情况类似，当在空域也进行搜索时，空域截获概率与天线的扫描速度、信号持续时间和波束宽度等有关，而通信侦察系统的空域截获概率Pai定义为(5.3-3) 其中，Td是通信信号的持续时间；Tsa是通信侦察天线扫描完指定空域所需的时间。
设扫描空域为Ω(弧度)，天线扫描度为Rsa(弧度/s)，则搜索时间为Tsa=Ω/Rsa，空域截获概率可以写为 (5.3-4) 能量域重合主要是靠接收机灵敏度来保证的，当到达通信侦察接收机输入端的目标通信信号的功率大于侦察系统接收机的灵敏度时，就基本上满足了能量重合条件，我们称为目标通信信号被截获实际上，到达通信侦察接收机的目标通信信号是否被检测和截获，与到达侦察接收机输入端的目标通信信号的能量有关，还与侦察接收机灵敏度、检测门限和检测方法等因素有关能量域截获概率是这几个主要因素的复杂函数，表示为 Pei= f (Prmin, VT, Si) (5.3-5) 综合以上分析，通信侦察系统的截获概率是频域、空域、时域和能量域截获概率的复合函数，即 Pi= fp(Pfi ,Pai ,Pti , Pei) (5.3-6) 由于频域和空域截获都是以能量重合为条件的，上述复合函数是一个复杂的关系，很难利用一个简单的数学表达式明确表示出来在最简单的情况下，假定能量满足重合条件，即信号功率高于检测门限，并且频域和空域搜索独立，目标通信信号持续时间很长，那么系统截获概率为 Pi=Pfi·Pai (5.3-7) 下面通过一个例子来了解频域截获概率与搜索速度等因素的关系。
设Td＝1s，如果要求Pfi＝0.9，W＝60MHz，则接收机搜索速度应该不小于54MHz/s设Td＝0.1s，如果要求Pfi＝0.9，W＝180MHz，则接收机搜索速度应该不小1.62GHz/s，这样的搜索速度是非常高的 频域搜索速度实际上受到本振置频速度、接收机中频带宽和信号处理时间的限制而信号处理时间又与接收机所处的信号环境、信号处理器的处理能力等因素有关信号环境越复杂，所在区域的信号数量越多，进入接收机的信号就越多，当信号处理器能力一定时，需要的信号处理时间就越长，这样就会降低搜索速度，导致截获概率的降低 类似地，空域的天线扫描速度实际上也受到天线伺服设备、天线波束宽度和信号处理时间的限制能量域截获概率受到接收机灵敏度、天线增益、信号处理增益的限制 由此可见，系统截获概率是系统的综合性能的体现，它与多种因素有关，在具体分析时，需要根据具体条件，综合考虑 习题习题 5-1 设某通信侦察接收机的中频放大器输出信噪比为10dB，中频带宽1MHz，射频前端噪声系数为12dB，计算它的接收机灵敏度如果信号处理的增益为18dB，那么接收机灵敏度应该修正为多少？ 5-2 设某通信发射机发射功率为5W，GT＝3dB，GR＝8dB，f＝400MHz，侦察接收机灵敏度为90dBm。
试计算该系统在自由空间的最大作用距离 5-3 设某通信发射机发射功率为25W，GT＝3dB，GR＝8dB，f＝10MHz，天线高度为10m侦察天线高度5m，侦察接收机灵敏度为－90dBm试计算该系统在地面传播条件下的最大作用距离 5-4 通信侦察的四个截获条件是什么？ 5-5 通信侦察系统的频域截获概率主要由哪三个因素决定？ 。