《高效紧凑反激式变换器电信电源的设计》由会员分享，可在线阅读，更多相关《高效紧凑反激式变换器电信电源的设计（10页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、高效紧凑反激式变换器电信电源的设计http:/2009-2-1电源开发网电源开发资源-可免费申请的专业杂志列表高频开关电源设计中的电磁兼容性问题研究SG3524与SG3525的功能特点及软起动功能的比特种单片开关电源模块的电路设计UC3842应用于电压反馈电路中的探讨电容基础知识电阻知识电感知识好书推荐：现代高频开关电源实用技术DC-DC模块TPS54310的SPICE模型的建立与应用Abstract：auti-exciting converter of high efficiency and tighteness for telecommunication power supply, Whi
2、ch were united desige by using the MAX5201 power supply chip of contral and the component. The paper introduces the desig method ,and Its the featuer . and Parameters of main components and related wareforms are provided. Keyword：Off-line controller of power Supply auti-exciting converter 1、引言众所周知，电
3、信电源被要求工作于一个很宽的输人电压范围（36V至77V），而在48V输人时是最具有优异的电路性能。但要求这种电路设计，应该紧凑、高效，而且具有低截面，以便能容纳在紧密的卡槽之间。本文将讨论一个用于电信应用的5W反缴式变换器开关电源，该变换器是基于通用离线式电源控制器-MAX5021芯片(IC1)来实现。当今的电信系统包含众多的线卡，它们并行连接到高功率背板上，每一个都具有自己的输人滤波电容和低电压功率变换器。由于大量输人滤波电容的并联使每一个的值，限制在仅几个微法，从而使电源设计相当困难。那如何解决呢？目前，MAX5021 控制芯片是一种高频率、电流模式PWM控制器，很适合用于宽输人范围的隔
4、离式电信电源。它可用来设计小型、高效的功率变换电路。其MAX5021芯片特点是：具有固定的262kHz开关频率能使开关损耗控制在适当范围内，同时又适度地减小了功率元件的尺寸；芯片内部含有大回差的欠压锁定电路,具有极低的启动电流，这种低损耗设计非常适合于具有宽输入电压范围和低输出功率的电源；逐周期电流限制(利用内部的高速比较器实现)降低了对于MOSFET和变压器的超额设计要求；以及还包括最大占空比限制和高峰值输出和吸收电流驱动能力等特性。图1所示,为用通用离线式电源控制器-MAX5201芯片进行输人电压范围在36V至72V的5W反激式变换器开关电源设计原理图。下面就该离线式开关电源几个主要组成部
5、的设计思想进行讨论。2、功率级设计电源设计的第一步是决定变换拓扑。选择拓扑的条件应包括输入电压范围，输出电压，初级和次级电路中的峰值电流，效率，外形参数和成本。对于一个具有1：2输入电压范围、5W输出的小外形参数电源，反激拓扑是最佳的选择。这是为什么呢？因这种拓扑所需元件数最少，有利于降低成本和外形参数。反激变压器可设计为连续或非连续工作模式。在非连续模式中，变压器磁芯在关断周期完全传送其能量，而连续模式则在能量传送完成前开始下一个周期。据此情况，基于以下原因选择非连续模式：它能使磁性元件中的能量存储最大化(因此降低了元件尺寸)；简化了补偿(没有右半平面的零点)；具有较高的单位增益带宽。虽然非
6、连续工作模式的一个缺点是初级和次级电路中较高的峰均电流比。较高的比率意味着较高的RMS（等效串联电阻）电流，会导致更高的损耗和更低的效率。虽然有此缺点，但对于低功率变换来说，则非连续模式的优点却显然要多于缺点。而且，该芯片的驱动能力，已足以驱动可承载峰值电流的功率开关管-MOSFET（Q1）。对于电信电源应用，MAX5021在此拓扑中使用标准的MOSFET，很容易获得15W的功率输出。3、反激变压器T1的设计变压器设计中降低损耗、提高效率的关键是选择一个合适的磁芯。磁芯和绕组面积乘积决定了变压器能够处理的功率及其温升。选择磁芯时还需要考虑拓扑(绕组中的平均电流与RMS电流之比)、输出电流、效率
7、和外形参数。下面将逐步解释如何设计一个非连续模式的反激变压器T1/NS_A。* 估算满足要求的最小面积乘积AP与磁芯横截面积Ae，选择一个具有适当外形参数的磁芯和线轴。* 计算次级绕组电感，应保证磁芯在最小关断时间内储能完全释放。* 根据供应最大负载所需的能量计算初级绕组电感。* 计算初级匝数Np .* 计算次级匝数NS和偏置绕组匝数Nbias.* 计算磁芯AL值。* 计算初级RMS电流，估算次级RMS电流。* 考虑适当的绕组顺序和变压器结构以降低漏感。3.1利用下面的公式，估算满足要求的最小面积乘积：请注意上面第一个方程是通用的，第二个方程只用于采用MAX5021的电源在40温升时的情况。其
8、中： =预期的变换器效率；Kp=分配给初级绕组的面积(通常为0.5)；KT=初级RMS电流和平均电流之比(对于于非连续反激拓扑一般为0.55到0.65)；KU=窗口填充系数(0.4到0.5)；J=电流密度(9.862x )时窗口温升低于40)；以及BMAX=最大工作磁通密度(单位：特斯拉，通常用在0.12T到0.15T)。选择一个面积乘积(AP)等于或大于以上计算数值的磁芯，同时注意磁芯的横截面积。以下表格给出了不同输出功率所对应的磁芯尺寸、Ap和磁芯横截面积(Ae)：根据上述公式计算和表格中输出功率(5W-8W)的选择，得出：选择EPC-I3型(TDK型号-PC44EPCI3-Z) 磁芯磁芯
9、Ap和Ae为：3.2 正如先前所讨论的，非连续工作模式要求磁芯在关断周期完全放电。次级电感量Ls决定了磁芯完全放电所需的时间。经计算得Ls为:3.3 导通周期初级绕组中上升的电流在磁芯中建立起一定的能量，在随后的关断周期被释放出来提供输出功率。初级电感Lp必须在导通期间储存足够的能量以支持最大输出功率.经计算Lp得为:3.4下一步，计算初级绕组匝数Np，必须保证初级绕组在最大V-s面积作用下最大磁通密度不超出上限。最大峰值工作电流出现在最大占空比时。经计算初级匝数Np 为:3.5 用四舍五人方式，使初级匝数为最接近的整数，并根据四舍五人后的初级绕组匝数计算次级绕组Ns和偏置绕组的匝数NBIAS
10、。用公式计算次级绕组Ns和偏置绕组的匝数NBIAS.为:次级和偏置电路整流二极管的正向压降分别假定为0.2V和0.7V。请参考二极管制造商提供的数据手册核实这些数据。同样，四舍五人次级和偏置绕组的匝数为最接近的整数。3.6 磁芯AL值与磁路中的气隙有关。MOSFET导通期间大部分能量被储存于气隙中。为降低电磁辐射，可将气隙开在磁芯的中柱上。经计算磁芯数值AL为:3.7 变压器制造商还须知道初级、次级和偏置绕组中的RMS电流，以便确定线径。考虑到趋肤效应，建议采用不超过28AWG的线径。可将多线并绕以达到符合要求的线径。多丝绕组被非常普遍地用于高频变换器。初级和次级绕组中的最大RMS电流发生在5
11、0占空比(最低输人电压)和最大输出功率的情况下。可用公式计算初级RMS电流(IPRMS)和次级RMS电流(ISRMS)为:偏置电流通常低于10mA，这样在选择线径时主要考虑的是绕线的便利性而非其载流能力。3.8为了降低开关关断时的漏感尖峰，合理的绕线技术和顺序非常重要。例如，可以将次级绕组夹在两半初级绕组之间，并使偏置绕组靠近次级绕组，这样偏置电压会跟随输出电压。需要说明的是:* 在上述反激变压器T1计算值中，其计算公式除3.1标题外.其余均略；计算的规格为VIN=36V-72V,VOUT=5.1及IOUT=1.1A条件下进行的.4、MOSFET(Q1)选择MOSFET的选择条件包括最大漏极电
12、压、峰值RMS初级电流和封装所允许的最大耗散功率(不超出结温限制)。MOSFET漏极承受的电压是输入电压、次级电压透过变压器匝比的反射、以及漏感尖峰的总和。图2为描述了漏极电压VDS和初级电流的关系.MOSFET的最大额定VDS必须高于最坏情况下的漏极电压(最大输入电压VIN(MAX)和输出负载,而VSPIKE=电压尖峰)。较低的最大额定VDS意味着较短的沟道、更低RDS(ON) 、更低的栅极电荷和更小的封装。因此，可取的做法是，选择较低的NpNS比，并且将漏感尖峰控制在较低水平下，通过这些手段降低VDS(MAX)要求。可采用电阻电容二极管(RCD)缓冲网络来抑制尖峰。初级RMS电流可被用来计
13、算MOSFET的直流损耗。MOSFET的开关损耗和工作频率、总栅极电荷和关断过程中的交叉传导损耗有关。导通期间的交叉传导损耗可以忽略，因为非连续传导模式中初级电流是从零开始的。为避免在上电过程和故障情况下损坏，有必要降额使用MOSFET。利用下面的公式估算MOSFET的功率损耗：其中：QG=MOSFET的总栅极电荷(库仑)；Vcc=偏置电压(伏)；tOFF=关断时间(秒)；。以及CDS=漏源电容(法拉)。5、RCD(R11 C10 D3)缓冲网络设计为了降低对于MOSFET的VDS要求，建议在初级侧采用RCD缓冲器采抑制漏感中的能量所激发的尖峰。缓冲器消耗了这些能量，不然的话，它们只能由MOS
14、FET自身来消耗。缓冲器中的电容必须有足够高的容量来吸纳漏感能量，使MOSFET漏极电压不会超出容许范围。可以用下面的公式计算这个电容：其中：LL=漏感，由变压器厂商提供。(本文所设计的变压器，通常为1uH到3uH.)VSPIKE=电压尖峰，典型为30V至50V。IPK=峰值初级电流，在本例中(最坏情况下)等于限流门限除以RSENSE(捡测电阻)。二极管D3必须为快速开关型，反向隔离电压至少等于MOSFET的额定VDS(MAX)。电阻的选择应使RC时间常数2至3倍于开关周期。电阻的耗散功率是漏感能量乘频率，再加上电容两端直流偏压所产生的功率两者之和。可用公式（略）估算电阻的功率损耗PR.C10
15、- 缓冲电容 R11-缓冲电阻.6、输入滤波器(C1 C2 R1 )设计输入滤波器降低了变换器脉冲电流的交流成分，这样使变换器对于输入电源呈现为一个直流负载。这个滤波器的设计参数有RMS纹波电流容量、输人电压和允许反射回电源的交流分量水平。由于非连续模式的反激式变换器要在每个周期内通过电容器ESR吸取三角形的峰值电流，需要采用大型铝电解电容，因为它们具有低ESR和高纹波电流容量。但是，对于一个分布式供电系统，相并联的变换器输人滤波电容加在一起，可能会在启动时产生无法接受的浪涌电流。作为另一种选择，你也可以采用陶瓷电容，以获得低ESR和高纹波电流容量。同时又保持较低的总电容。输人峰到峰纹波电压包括因电容器ESR(VESR)和因电容器电荷损失所造成的电压降(Vc)。对于低ESR陶瓷电容，可以使来自于电荷
