《斩控式单相交流调压电路设计》由会员分享，可在线阅读，更多相关《斩控式单相交流调压电路设计（24页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、目录目录第 1 章 概述11.1 课题来源 11.2 解决方法 11.3 优势 2第 2 章 系统总体方案确定32.1 设计总体思路32.2 基本工作原理32.3 框图 5第 3 章 主电路设计63.1 主电路 63.2 主电路图7第 4 章 单元控制电路设计 84.1 控制及驱动电路 84.2 输入欠电压电路 124.3 输出限流电路134.4 输入过压电路144.5 过零检测及续流触发电路 144.6 谐波分析 15第 5 章 故障分析与电路改进、实验及仿真18第 6 章 总结与体会 21附录 总电路图1第第 1 章章 概述概述1.1 课题来源单相交流电源的应用是非常广泛的。比如在农村、轻
2、工业、家用电器等小功率传动领域以及电力机车供电系统。对于单相交流电源，调压和稳压是最为普遍的要求。目前能够实现这一要求的调压器有下面三种：1)磁饱和式调压器 该调压器通过控制主电路中电感的饱和程度，以改变电抗值以及其上的电压，实现对输出电压的调节。这种调压器具有一定的动态性能，但输出电压的调节范围小，体积和重量较大。2)机械式调压器 机械式调压器由电动机带动碳刷实现输出电压的调节。这种调压器输出波形较好，但体积、重量大，动态性能差。3)电子式调压器 这种调压器采用电力电子器件实现。目前有晶闸管调压器和逆变式调压器两种。晶闸管调压器采用的是相控方式，因此其输出波形差；逆变式调压器采用的是斩波控制
3、方式，其输出波形和动态响应较好。从上面可知，逆变式电子调压器具有最好的性能。逆变式电子调压器的结构不仅具有调压、稳压的能力，而且还可以实现频率的变换。它是通过 AC/DC/AC 变换实现的。具有中间直流环节和储能电容，不过，变换效率低是它的不足。1.2 解决方法随着现代电力电子技术的发展，单相电源变换技术也有了很大的进步，先后出现了多种利用全控器件的交交直接变换方案。本文基于矩阵式变换理论，提出一种矩阵式单相电源变换电路，该电路只使用两个2双向开关管，可以实现输出电压连续可调及获得高正弦度的输入电流波形。采用单相单相矩阵式电力变换。通过一组开关函数可以将输入的工频交流电压转换成幅值和频率均可调
4、的单向交流电压。1.3 优势本文提出采用 MOSFET 的斩波式交流调压器。使该调压器具有调节方便、动态响应快、对电网谐波污染小、装置功率因数较高等优点。用于交流电压的调节和控制，有更好的性能和应用前景。3第第 2 章章 系统总体方案确定系统总体方案确定2.1 设计总体思路交流-交流变流电路，是将一种形式的交流电变成另一种形式的交流电，在进行交流-交流变流时，可以改变电压、电流、频率和相位等参数。只改变相位而不改变交流电频率的控制，在交流电力控制中称为交流调压。把两个晶闸管反并联后串联在交流电路中，通过对晶闸管的控制就可以控制交流电力。这种电路不改变交流电的频率，称为交流电力控制电路。在每半个
5、周波内通过对晶闸管开通相位控制，可以方便地调节输出电压的有效值，这种电路称为交流调压电路。斩控式交流调压就是通过改变对晶闸管的导通的控制，可以是保持开关周期 T 不变，调节开关导通时间 Ton,这种方式称为脉冲宽度调制（PWM 调制） ，也可以是开关导通时间 Ton 不变，改变开关周期 T，称为频率调制，还有一种混合型，就是 Ton，和 T 都可调。实验室提供的是 PWM 调制，通过调节开关导通的时间，即调节占空比，就可以对输出电压的平均值进行调节。2.2 基本工作原理交流斩波调压的原理波形如图 2-1 所示。由图可知，它是用一组频率恒定、占空比可调的脉冲，对正弦波电压进行调制后，得到边缘为正
6、弦波、占空比可调的电压波形。该电压的调制频率 f0，其基本谐波频率为50Hz。改变占空比，即可改变输出电压。利用具有自关断能力的电力半导体器件就可方便地构成交流斩波调压电路。其工作原理为：利用可调占空比的 PWM 脉冲波驱动 Q3，将等宽的4电源脉冲电压施加到变压器的原边，同时利用过零信号驱动 Q1 和 Q2，实现变压器的原边电流续流。只要输出滤波器参数设计合理，就可以得到高正弦度的输出电压波形，开关频率越高效果越好。这种变换器的设计难点在于双向可控开关 Q1 与 Q2 之间的是否能够安全切换。因为开关并非理想特性，在二者之间换流时存在电源直通与变压器原边开路的可能性，而这两点是不期望的。为此
7、必须在二者切换时采取安全换流策略。只需要利用电压传感器准确快速地检测电源电压极性来确定扇区，而不需要电流传感器检测变压器原边电流的极性。当然，传感器要有良好的线性度、快速性和光电隔离，由于电源电压很稳定，其过零点的检测比较准确可靠。扇区之间的切换不需要特别考虑，因为切换点只出现在电源电压过零点，切换时只要保证变压器原边续流路径即可。图 2-1 交流斩波调压原理波形52.3 总框图图 2-2 总框图6第第 3 章章 主电路设计主电路设计3.1 主电路主回路由 QlQ3 和 D1D3 组成的全控整流电路实现对交流输入电压的轿波调压。当交流输入电压正半周时电流流经 VD2、Q3、Q1；负半周时，电流
8、流经 VD1、Q3、Q2；Q3 始终处于正向电压作用下，当在Q3 源栅极之间加入触发信号时，Q3 处于开关状态。调整加在栅极上的脉冲宽度即可调节输出电压的大小。由于 Q3 处于开关状态，且 VMOS管具有很小的关断时间，只要适当选择较低的饱和压降，Q3 的功耗可以做得很小，所以该斩波调压具有较高的效率。考虑到负载可能为感性的，加了由 Q1、Q2 及 D1、D2 组成的续流环节。当 Q3 关断时，在电压正半周 ，Q2 导通，Q1 关断，流经负载的电流通过 Q2、D1 续流。在电压负半周 ，Q1 导通，Q2 关断，流经负载的电流通过 Q1、D2 续流。为防止Q1、Q2、Q3 同时导通而引起较大的短
9、路电流，对加在 Q1 和 Q2 上的触发信号有一定要求，这在过零触发电路中讨论。图中 L1、C1 为电源滤波网，以吸收瞬态过程中的过电压，并减少对外线路的干扰。L2、C2 为输出滤波环节，由于本机调制频率取得较高，所以 L2 和 C2 只需很小值即可。其中每个 VMOS 管都有保护装置。73.2 主电路图其中 Q3 的 PWM 波控制由 PWM 波发生器通过对给定的调整产生，输出占空比一定的 PWM 波。因为功率因数指电压与电流的相位之间的关系，则由波形可以看出，电源电流的基波分量是和电源电压同相位的，即位移因数为 1。另外，通过傅里叶分析可知，电源电流不含低次谐波，只含和开关周期 T 有关的
10、高次谐波。这些高次谐波用很小的滤波器即可滤除。这时电路功率因数接近 1。因为输入电压为 220V 的交流电，选用耐压值为 500V 的开关管 IRFP450LC，二极管采用快速恢复二极管，C1取 0.47uF,其余的选用 0.01 uF,电感,电阻未定。图 3-1 主电路图8第第 4 章章 单元控制电路设计单元控制电路设计4.1 控制及驱动电路控制电路是由 UC3879 芯片来产生 PWM 波。移相控制器 UC3879集成了全部必要的控制、解码、保护及驱动功能，可独立编程控制时间的延迟，在每只输出级开关管导通前提供死区时间，为每个谐振开关区间里实现 ZVS 留有余地，总的输出开关频率可达 30
11、0kHz，保护功能包含欠压锁定、过流保护。控制及驱动如电路图所示，欠压锁定电平根据UVSEL 端状态选定，有两个预定义的阈值：若 UVSEL 端浮动，则芯片在电源电压超过 15.25V 启动；若 UVSEL 端接 VIN 端，则在 10.75V 时启动。采用电压控制型输出，CT信号直接反馈到 RAMP 端，CT端与地之间接一电容，用以选择所需的开关频率。RT端与地之间接一可调电阻用以改变输出占空比。VREF 通过一电容接地更好的保证效果。SS 脚与地之间接一电容设置软启动时间。CS 端接到芯片的输入过压、欠压保护电路。COMP 端接到输出限流保护电路。OUTA 接驱动接输至 SQ3。接至 Q3
12、图 4-1 控制及驱动电路9根据设计要求输出电压为 0160V，暂取最大占空比为 Dmax=100% 。因为 RT=2. 5/10mA(1-Dmax)。所以取 RT=0100 k 。通过调节 RT的大小来改变占空比的大小，从而控制输出电压的大小。电路的开关频率定为 300KHZ，由 CT=Dmax/1.08RTf，取 CT=30pF。UC3879 管脚及内部结构如下：UC3879 各管脚功能简介：VREF端：内部 5V 高精度基准电压源的输出端。其内部设置有短路保护极限值，当输入电源电压 VIN 低于欠压封锁门限时，内部 5V 高精度基准电压源将失去稳压功能而无输出。当内部 5V 高精度基准电
13、压源低于输出而未达到 4.75V 时,整个芯片的所有功能都将被关闭。另外，在构成应用电路时，为了消除芯片内部的高频干扰而获得最佳的稳压效果，该图 4-2 UC3879 内部结构框图10端到信号地之间应该外接一个等效串联和等效串联电感都很小的的容量为 0. 1uF 滤波电容。COMP 端：误差放大器的输出端。该端可以作为整个系统反馈控制的增益级输出端，误差放大器的输出电压在 0. 9V 以下时就会导致零相移。由于误差放大器具有一个相对低的电流驱动能力，因此误差放大器可以等效为一个阻抗非常低的电流源。EA-端：误差放大器的反相输入端。正常工作时，该端应该连接到输入电源电压 VIN 端和信号地之间的
14、一个分压器上，该分压器主要用来检测输入电源电压 VIN 的高低。另外，由外接元器件构成的补偿环路应连接到该端与 COMP 端之间。CS 端：过流信号检测端。该端为芯片内部两个电流故障比较器的正相输入端，该比较器的基准电压由芯片内部设置为固定的 2.0V 和 2.5V。当该端的电压超过 2.0V，并且误差放大器的相移被限制在一个最基本的周期内。当该端的电压超过 2.5V 时，电流触发器将被触发，输出被关断，一个软启动周期开始。如果一个 2.5V 以上的恒定电压被施加到该端，输出将失去所有的功能而被关断为低电平。当该端的电压一起保持在 2.5V以下时，SS 的电压开始上升，紧接着输出便会以零度的相移开始工作，从而达到不过早将能量释放给负载的条件。DELSET A-B（C-D）端：输出死区控制端。在同一桥臂的一对开关管关断和开通期间设置延时时间。在该引脚与信号地之间并接一个电阻和电容，就可以设置不同的死区时间。SS 端：软启动端。在该端与地之间连接一电容。可设置软启动时间。当VIN 脚的电压低于 UVLO 门限电压，该脚的电压保持为零电压。当 VIN和 VREF 有效时，该脚电压由内部 9uA 电流源拉升到 4. 8V。当电流检测端电压
