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1、第 1 页 共 8 页串联谐振逆变器的功率调节方式1 引言由图 1 可以得出逆变器的输出功率表达式(0.1)，可以看出在负载一定的情况下，输出功率的大小是由 Ud 和 大小决定的。其中 Ud 为输入直流电压的幅值， 为负载的功率因 数角。从而可以将串联谐振逆变器的功率调节方式分为两种：图 1 串联谐振式逆变器的电路结构a.直流调功：通过调节输入的直流电压的幅值来调节输出功率。b.逆变调功：通过调节输出电压的频率来调节负载功率因数，或调节输出电压的有效值大小( 调节占空比)来调节输出功率。* MERGEFORMAT 2048coscs2|dddnUUPRZ(0.1)2 直流调功直流调功也叫调压调
2、功，它是通过调节整流电路输出电压的大小来调整负载功率，负载通过锁相措施保证工作在谐振或者接近谐振的工作频率处。调节整流输出电压的方式有两种：一种是采用晶闸管三相全控桥整流进行调压；另种是采用三相不控整流后用斩波器Q1MBTA06Q4MBTA06Q2MBTA06Q3MBTA06D1 D2DIODED4DIODE D3DIODER10k L C1C2 A Bi0Ud第 2 页 共 8 页进行调压。2.1 晶闸管三相全控桥整流进行调压这种方式主要通过控制晶闸管（注：晶闸管是 PNPN 四层半导体结构，它有三个极：阳极，阴极和门极； 晶闸管具有硅整流器件的特性，能在高电压、大电流条件下工作，且其工作过
3、程可以控制、被广泛应用于可控整流、交流调压、无触点电子开关、逆变及变频等电子电路中。 ）导通角来控制整流输出电压值。这种方式电路简单成熟，控制方便。主要缺点是在深控下网侧功率因数低，动态响应慢，换流过程中电流容易出现畸变。晶闸管整流调功的感应加热电源拓扑结构见 图 2，与逆变侧不同的是，整流部分采用六只晶闸管组成的晶闸管相控整流桥。图 2 相控整流的感应加热单元2.2 三相不控整流加斩波器进行调压感应加热电源中的直流斩波调功方式的调功原理如 图 3 所示。图 3 斩波调功方式的感应加热电源前端是由六只二极管组成的三相不可控整流器，输出的直流电压 Ud 经过电容 C1 滤波后送入由开关管 VT、
4、续流二极管 D2、滤波电感 Lo 和滤波电容 Cd 组成的斩波器，调节VT 的占空比，逆变器得到的电压就在 0Ud 之间任意的电压值。这种方式可以获得较高第 3 页 共 8 页的功率因数，但是开关管 VT 是工作在硬开关方式，开关损耗较高，对开关器件的要求比较高。由于电路中电感的存在，将使开关器件关断时承受更高的电压，而器件的开关频率较高有利于减小滤波电路中储能元件的体积。这种方式具有网侧功率因数高，电压动态响应快，保护容易等优点。但由于 DC/DC变换环节的加入，电源的整机效率和可靠性将会降低。3 逆变调功常见的逆变调功方法主要有脉冲频率调制法（PFM） 、脉冲密度调制(PDM) 、脉冲宽度
5、调制法(PWM)等等。3.1 脉冲频率调制法(PFM)PFM 方法采用不控整流得到直流电压，通过改变逆变器输出电压的频率来改变负载的功率因数角 ，从而调节输出功率的大小。输出功率的表达式如(0.1)所示，其中 的表达式如(0.2)所示。根据表达式(0.1)和 0.2)可以看出改变 就可以改变输出功率，而 则是由系统的开关频率所决定的。因此改变逆变ww器输出电压的频率就可以调节输出功率的大小。* MERGEFORMAT (0.2)1arcosLCR从 图 4 中可以看出，负载功率在谐振点频率 处时是最大的，而偏离这个谐振频率时,负0f载功率都会降低。图 4 PFM 功频特性曲线PFM 方式最大优
6、点是简化了设备，降低了成本，调频部分实现起来也比较简单。但是它也存在着一些难以克服的缺点。具体表现为以下 3 点：1、由于整流一般采用不控整流。这就要求逆变开关元件承受较高的浪涌电压或浪涌电流，这对逆变开关元件不利的：2、如第 4 页 共 8 页果负载在加热过程中的参数变化比较大，那么负载工作频率可能会在一个相当大的频率范围内变化，负载适应性差。工件频率在功率调节过程中不断变化，导致集肤深度（注：导体中电流密度减小到导体截面表层电流密度的 1/e 处的深度。 ）也随之改变，这在要求严格的应用场合中是不允许的：3、在高频的工作场合，如果采用调频调功，由于没有对负载工作的相位角给出恒定的控制，在低
7、功率输出时，负载功率因数较低，逆变开关元件承受较大的无功能量交换。但是由于 PFM 控制方法实现起来非常简单，在以下情况中可以考虑使用它：l:如果负载对工作频率范围没有严格限制，相位差可以存在而不必处于近谐振工作状态；2:如果负载的 Q 值较高，或者功率调节范围不是很大，则较小的频率偏片就可以达到调功的要求。总而言之，在要求严格的情况下，PFM 方法不适用。3.2 脉冲密度调制法(PDM)PDM 方法通过控制脉冲密度，实际上就是控制向负载馈送能量的时间来控制输出功率：其控制原理如 图 5 所示。图 5 PDM 控制原理图示意图这种控制方法的基本思路是：假设在某时段内总共有 N 个功率输出单位，
8、在其中 M个功率输出单位里逆变器向负载输出功率；而剩下的(N 一 M)个单位内逆变器停止工作，负载能量以自然振荡的形式逐渐衰减。这样的话，输出的脉冲密度为 M/N，这样输出功率就跟脉冲密度联系起来了。也就是通过改变脉冲密度就可以改变输出功率。PDM 方法的主要优点是：输出频率基本不变，开关损耗相对较小，易于实现数字化控制，比较适合于开环工作场合。PDM 方法的主要缺点是：逆变器输出电压的频率不完全等于负载的自然谐振频率，在需要功率闭环的场合中，工作稳定性较差。由于每次从自然衰减振荡状态恢复到输出功率状态时要重新锁定工作频率，这时系统可能会失控。因此在功率闭环或者温度闭环的场合，工作的稳定性不好
9、。PDM 方法的另一个缺点就是功率调节不理想，呈有级调功方式。第 5 页 共 8 页3.3 脉冲宽度调制法(PWM)脉冲宽度调制法，也称移相调功法，使某一桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位保持一个固定相位差(此相位差为可调 )，另一桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位差则可以调节，通过改变两个桥臂开关器件的驱动信号之问的相位差来改变输出电压的有效值，以达到调节功率的目的。称与输出电流保持一定相位差的桥臂为定相臂，而驱动脉冲信号与输出电流相位差可调的另一个桥臂称为移相臂。针对如 图 1 所示串联谐振逆变器主电路原理图的移相调功原理图如 图 6 所示。S1、S4 为定相臂开关管，相位互差 180，S
10、2、S3为移相臂开关管，滞后 S1、S4 角开通， 角可在180。范围内调节。通过调节逆变器移相臂驱动信号与基准臂(定相臂 )驱动信号之间的相位差来改变输出电压的脉宽，并利用锁相环跟踪负载频率的变化，达到调功的目的。图 6 脉冲宽度调制法原理图根据输出电压基波和输出电流的相位关系可分三种移相调功方式：(1)感性移相调功方式：输出电压基波相位超前输出电流。(2)容性移相调功方式：输出电压基波相位滞后输出电流。(3)谐振移相调功方式：输出电压基波相位与输出电流相同。下面对这三种控制方式分别讨论。1）感性移相调功方法第 6 页 共 8 页图 7 感性移相调功方法原理图如 图 7 所示，输出电压基波相
11、位超前输出电流的情况下，负载始终工作在感性状态。在这种方式下，反并联二极管 D2、D3 不导通，Dl、D4 均自然过零关断，没有二极管反向恢复带来的问题。开关器件 Q2、Q3 各导通 180，在零电流条件下开通和关断 (ZCS)，Q1、Q4 在零电流下开通，但在大电流下关断，可以通过在 Q1、Q4 上并联电容实现零电压开关( ZVS)。因此这种方法适合频率较高的电源，以及器件体内反并联二极管反向恢复问题比较严重的器件，如 MOSFET 等，可以避免二极管反向恢复所带来的电流尖峰和器件的损耗增加。 2）容性移相调功方法如 图 8 所示，输出电压基波相位滞后输出电流的情况下，电路始终工作在容性状态
12、。在这种方式下，反并联二极管 Dl、D4 不导通，但 DZ、D3 是在大电流下换流到 Q3、Q2，第 7 页 共 8 页二极管关断的时候有较大的反向恢复电流。开关器件 Q1、Q4 各导通 180，在零电流条件下开通和关断(ZCS)，但 Q2、 Q3 在大电流下开通，通过在 Q2、Q3 臂上串联电感可以实现ZCS。这种方法适合用于有关断尾部电流、关断损耗占主导的双极性器件，如IGBT、SIT、MCT 等。为了减小二极管反向恢复带来的电压尖峰，应该注意电路布局，减少分布电感。图 8 容性移相调功方法原理图3）谐振型移相调功方法如 在这种方式下，Q1、Q4 管子是强迫开通，自然关断的，通过在 Q1、
13、Q4 上并联电容可以实现 ZVS。Q2、Q3 管子是自然开通，强迫关断，在 Q2、Q3 管子的臂上串联电感可以实现 ZCS。这种方法的优点：逆变器始终工作在负载谐振状态，负载侧功率因数高。缺点：在全功率调节范围内实现所有的器件软开关比较困难。这种方法不适合用于较大功率的感应加热应用。在目前所能得到的开关器件中，电压、电流定额比较大，适合应用于感应加热的器件有 MOSFET、 IGBT 等等。功率 MOSFET 是单极型器件，主要由多数载流子导电，没有少数载流子的存储效应，关断时没有拖尾现象，关断速度快，关断损耗小。IGBT 是双极型器件，主要由少数载流子导电，关断时必须将器件内存储的电荷抽空，才能恢复阻断能力，IGBT 关断的时候有明显的拖尾现象，关断比较慢，关断损耗是主要的。第 8 页 共 8 页图 9 谐振型移相调功方法原理图
