第5章 PWM逆变器

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1、第5章PWM逆变器 六拍控制逆变器存在的主要问题 主电路两个变流器 整流器和逆变器 需要协调控制 即必须采用二级控制 交流输入侧功率因数差 逆变器输出谐波成分大 解决途径 生产专用电机 变频电动机 采用逆变器多重化联接 应用动力滤波器 应用PWM控制技术 即逆变器一个工作周期中 其开关元件根据目标函数要求按一定规律作多次开关工作 称为基于PWM控制技术的逆变器 目标函数 PWM技术 电压正弦波SPWM电流正弦波CHBPWM圆形旋转磁场SVPWM消除制定次数谐波SHEPWM 第1节PWM逆变器的基本工作原理 一 PWM逆变器与普通型6拍控制逆变器的区别 1 逆变桥上的开关电力元件的选择不同 PW

2、M逆变器 开关元器件应具有可控开 关特性 且开关频率很高 如GTR MOSFET GTO IGBT器件 不需要强迫换流电路 6拍控制逆变器 开关元器件使用可控开不可控关特性 且开关频率要求不高 如晶闸管SCR 必需附有强迫换流电路 2 逆变器触发控制脉冲形成方式不同 PWM逆变器 采用高频载波信号与参考信号 即期望目标 比较形成触发控制脉冲 逆变器上每个开关元件在一个控制周期内多次通断 普通型6拍逆变器 按每隔600 对应1 6f1 定时产生时序触发控制脉冲 逆变器上每个开关元件在一个控制周期内仅一次通断 3 变压变频的方式不同 脉宽调制型变频器 使用了现代全控型电力电子器件构成逆变器 接电网

3、侧采用了二极管整流器 功率因数很高 调压调频在逆变器侧单级控制 6拍控制变频器 电压频率协调控制一般采用整流器调压 交流输入侧功率因数低 逆变器调频 必须是两级控制 4 逆变器输出谐波成分及幅度不同 PWM逆变器 输出电压 或电流 波形有明显改善 谐波成分及幅度减少 6拍控制逆变器 输出电压 或电流 为矩形波 谐波含量大 二 单相PWM逆变器工作原理 PWM逆变器中 功率开关元器件要求使用开关频率高的电力元件 且电力开关元件可控开断 因此普通晶闸管不具备上述要求 GTO GTR IGBT MOSFET等电力元件均符合上述要求 说明 逆变器脉宽调制信号设计注意两点 1 尽量减少开关损耗 2 续流

4、阶段必须保证同桥臂上下开关元件工作状态相反 逆变器桥各开关元件PWM触发信号设计原理如下 单相逆变器主电路 Vg1Vg2Vg3Vg4 脉宽调制方式有 按载波信号和调制信号的极性划分 1 单极性调制 2 双极性调制 按载波信号和调制信号频率关系 载波比N fc fr 划分为 1 同步调制载波比N等于常数时称同步调制方式 优点 在逆变器输出频率变化的整个范围内 皆可保持输出波形的正 负半波完全对称 只有奇次谐波存在 而且能严格保证逆变器输出三相波形之间具有120 相位移的对称关系 缺点 当逆变器输出频率很低时 每个周期内的PWM脉冲数过少 低频谐波分量较大 使负载电动机产生转矩脉动和噪声 2 异步

5、调制在逆变器的整个变频范围内 载波比N不是一个常数 一般在改变调制波频率fr时保持三角波频率fc不变 因而提高了低频时的载波比 这样逆变器输出电压每个周期内PWM脉冲数可随输出频率的降低而增加 相应地可减少负载电动机的转矩脉动与噪声 改善了调速系统的低频工作特性 但异步调制方式在改善低频工作性能的同时 又失去了同步调制的优点 当载波比N随着输出频率的降低而连续变化时 它不可能总是3的倍数 势必使输出电压波形及其相位都发生变化 难以保持三相输出的对称性 因而引起电动机工作不平稳 3 分段同步调制方式实际应用中 多采用分段同步调制方式 它集同步和异步调制方式之所长 而克服了两者的不足 在一定频率范

6、围内采用同步调制 以保持输出波形对称的优点 在低频运行时 使载波比分级地增大 以采纳异步调制的长处 这就是分段同步调制方式 具体地说 把整个变频范围划分为若干频段 在每个频段内都维持N恒定 而对不同的频段取不同的N值 频率低时 N值取大些 采用分段同步调制方式 需要增加调制脉冲切换电路 从而增加控制电路的复杂性 问题 载波比N和调制系数M 如何实现在逆变器上电压频率一级协调控制 什么叫同步调制 什么叫异步调制 分段什么叫同步调制 什么是双极调制和单极调制 三 变压变频调速系统中的脉宽调制 PWM 技术简述 1 正弦波脉宽调制 SPWM 技术 期望逆变器输出电压波形为正弦波以正弦波作为调制波 M

7、odulationwave 以频率比调制波高得多的等腰三角波作为载波 Carrierwave 由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻 从而获得两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波 这种调制方法称作正弦波脉宽调制 Sinusoidalpulsewidthmodulation 简称SPWM 这种序列的矩形波称作SPWM波 PWM逆变器主电路及输出波形 归纳 调制信号正极性脉冲为上桥臂导通触发脉冲 负极性脉冲为下桥臂导通触发脉冲 逆变器输出的相电压与逆变桥对应相调制脉冲串一致 逆变器输出的线电压与逆变桥对应两相调制脉冲串的逻辑与一致即 2 电流滞环跟踪PWM CHBPWM 控制技术 期望逆变器输

8、出电流为正弦波 在电机中 实际需要保证的应该是正弦波电流 因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值 不含脉动分量 对电流实行闭环反馈 并以电流滞环跟踪形成触发脉冲信号的方法 称为电流滞环跟踪PWM CHBPWM CurrentHysteresisBandPWM 控制技术 具有电流滞环跟踪PWM控制的PWM变压变频器的控制原理如图所示 VT1 VT4 输出电流与给定值之间的偏差保持在范围内 在正弦波上下作锯齿状变化 电流跟踪控制的精度与滞环的环宽有关 同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约 当环宽选得较大时 可降低开关频率 但电流波形失真较多 谐波分量高 如果

9、环宽太小 电流波形虽然较好 却使开关频率增大了 这是一对矛盾的因素 实用中 应在充分利用器件开关频率的前提下 正确地选择尽可能小的环宽 滞环电流跟踪PWM方法有下述优点 简单 动态响应快 直接限制开关器件峰值电流 对直流电压Ud的波动不敏感 滤波电容可以取小 各种新的脉宽调制法层出不穷 再比如 3 瞬时空间矢量控制法 又称磁场轨迹PWM法 或称电压空间矢量PWM 即SVPWM调制技术 通过这种控制方法 使异步电动机定子绕组产生的磁场接近圆形轨迹 4 梯形PWM 见93 5 优化阶梯波PWM 见94 6 单元脉宽调制 见88 第2节脉宽调制技术 脉宽调制方式对PWM逆变器输出电压波形的质量和交流

10、调速系统的性能具有根本性的影响 在诸多脉宽调制方法中 有的侧重于提高输出波形的质量 消除或抑制高次谐波 有的侧重于减少逆变器的开关损耗 或提高系统的综合效率 有的则侧重于在技术上的可实现性 一 正弦PWM SPWM 一 SPWM波形分析及开关点计算 设载波三角波四分之一周期角度为 s 并设载波比 设三角波峰值为Ac 第i个开关处 载波三角波VCi可表示为 2N 二 SPWM的改进 SPWM的优点 再不超调制 M 1 情况下 逆变器输出线电压与调制系数M之间成线性关系 有利于精确控制 谐波含量较少 若载波比N取得大 电动机电流接近正弦波 转矩脉动小 SPWM存在不足 1 线性控制区域较小 若使M

11、 1 超 过 调制 控制不在是线性 且在线性至非线性的过渡区 调制波形中间部分的槽宽突然消失 会引起电流浪涌 2 功率开关器件一周期内开关次数多 限制了逆变器的实际使用容量 3 开关点计算量大 不易用计算机在线计算开关点进行实时控制 SPWM一些改进措施 1 加入谐波的SPWM 又称为HIPWM 针对线性控制区域小这一缺陷 为拓宽线性控制范围 可采用如下参考信号 采用HIPWM 与SPWM相比 线电压输出有的谐波分量增加了一些 有的减少了 但在临界调制情况下 输出较大的基波电压 提高了直流电压的利用率 而开关次数与SPWM方式相同 2 基于规则采样技术及采样保持原理的PWM波形形成法 基于规则

12、采样及保持原理PWM调制法的基本思想是 在高频载波三角波每个正向峰值点处 对参考信号正弦波进行采样 并将采样值保持到下一个采样时刻 用对参考波的采样保持信号与载波信号比较 产生调制脉冲信号 这种方法易于计算机在线计算每个控制周期内调制脉冲信号各开关点 由图可知 代入上关系式 得 三 单元调制PWM法 这种方法可以减少低次谐波含量 增加线性控制区 减少开关损耗 带来微机控制的方便 单元脉宽调制原理三相对称线电压有关系 Uab Ubc Uca 0任意时刻 某一线电压都等于另外两个线电压负值之和 现在把一个周期分为6个区间 每区间600 半个周期两边600区间用线电压本身表示 中间600区间用另外两

13、线电压负值之和表示 用此信号作为参考信号 载波信号仍用三角波 参考信号和三角波信号比较产生调制脉冲 如下图 定义每周期6个单元区间调制脉冲分别为 P1 P2 P3 P1 P2 P3 P2 P1 P3 P1 P2 P3 规律 1 P2脉冲序列是由P1 P3脉冲序列组成 2 三相线电压调制脉冲相互错开1200对称 已知Uab调制脉冲 则Ubc Uca调制脉冲可以确定 3 逆变器线电压输出与驱动脉冲信号间的逻辑关系 按照开关损耗最小和同桥上下桥臂通断状态互补以及功率平衡设计原则 以线电压调制脉冲为期望输出 可确定VT1 VT6在一个周期内的触发脉冲 以Uab为例 设计g1 g3 g4 g6 逆变器中

14、各开关管各单元区间的驱动脉冲列号 4 计算开关点 只要计算出P1脉冲列各开关点 利用对称关系就可以递推出P3脉冲列的各开关点 而P2脉冲列可由P2 P1 P3得到 P1脉冲列中第i个脉冲前后两个开关点可由下两式求得 其中 m为单元内载波三角波的半个周期数 M为调制系数 作业 设期望逆变器输出线电压 在一个周期6个单元脉冲串分别为P1 P2 P3 P1 P2 P3 按三相线电压对称原则 列出 各单元的脉冲列 按同一相正负桥臂开关元件状态互补及开关损耗最小和功率平衡设计原则以及 U 的逻辑关系 设计逆变器中各开关元件在各单元区间的驱动脉冲列号 取单元内载波三角形半波个数 调制系数 计算第 单元 各

15、开关点 二 谐波消除法PWM调制 为了消除逆变器输出电压中的某些谐波 可以采用特定的调制脉冲 右图给出了几种在方波上对称地开出一些槽口的波形 开的槽口数越多 可以消除的谐波数也越多 以消除5 7次谐波为例 说明各开关点的确定方法和谐波消除原理 将图 b 电压波形展开成傅立叶级数 其第n次谐波电压幅值可求得为 使输出基波电压幅值为所要求的U1M 消除5 7次谐波 则可列出如下方程组 消除谐波求解开关角ai的方程组一般表达式 三 电压空间矢量PWM SVPWM 控制技术 期望电机定子磁链为圆形 电压空间矢量PWM SVPWM SpaceVectorPWM 控制 把逆变器和交流电动机视为一体 按照跟

16、踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作 这种控制方法称作 磁链跟踪控制 1 电压与磁链空间矢量的关系 用合成空间矢量表示的定子电压方程式 当电动机转速不是很低时 定子电阻压降所占的成分很小 可忽略不计 则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为 当电动机由三相平衡正弦电压供电时 电动机定子磁链为 可见 定子磁链的幅值恒定 其空间矢量以同步转速旋转 磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形 称为磁链圆 由关系式 可见 当磁链矢量在空间圆形旋转时 电压矢量也连续地跟随磁链旋转方向旋转 其轨迹也是圆形 仅是两个空间矢量在相位上差900 这样 电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题 2 六拍阶梯波逆变器空间旋转磁场运动轨迹 在常规1800导通型变压变频调速系统中 异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电 这时的电压空间矢量运动轨迹和空间旋转磁场运动轨迹是怎样的呢 其中 前6个开关状态下的空间电压为非零电压矢量 后两个开关状态下的电压为零电压矢量 在六拍方式下不使用零电压矢量 矢量电压 可见 按6拍1800导通型控制 三相异步电动机定子绕组产生的磁场为旋转的等边六边形磁场 显然与圆形旋转磁场的理想