《电力拖动自动控制系统第2章转速电流双闭环直流调速系统与调节器的工程设计方法课件》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电力拖动自动控制系统第2章转速电流双闭环直流调速系统与调节器的工程设计方法课件（180页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、转速、电流双闭环直流调速系统和调节器的工程设计方法电力拖动自动控制系统第第 2 章章内容提要 转速、电流双闭环控制的直流调速系统是应用最广性能很好的直流调速系统。本章着重阐明：其控制规律、性能特点和设计方法，也是各种交、直流电力拖动自动控制系统的重要基础。转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性双闭环直流调速系统的动态数学模型和动态性能分析（从起动和抗挠两方面分析其性能，与“转速”、“电流”两个调节器的作用）一般调节器的工程设计方法按工程设计方法设计双闭环系统的调节器了解弱磁控制的直流调速系统内容提要2.1 转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性开环调速系统
2、:特性软。比例调节转速单闭环系统：有静差,堵转电流大;即使加电流截至负反馈环节,运行时仍有静差。采用PI调节器的转速负反馈单闭环直流调速系统，可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。1.问题的提出问题的提出如果对系统的动态性能要求较高，单闭环系统就难以满足需要。例如：要求快速起制动，突加负载动态速降小等等。转速单闭环调速系统的转速单闭环调速系统的局限性局限性:l主要原因主要原因在单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值Idcr 以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并并不能很理想地控制电流的
3、动态波形不能很理想地控制电流的动态波形。a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统图2-1直流调速系统起动过程的电流和转速波形IdLntIdOIdmIdcrn如何提高快速性？如何提高快速性？ 看:速度控制与电流控制的关系.2. 速度控制与电流控制速度控制与电流控制的关系的关系 所以所以: 为提高快速性，需在充分利用电机过载为提高快速性，需在充分利用电机过载能力（能力（Id=Idm）的情况下）的情况下, 使电机以最大加速度，升使电机以最大加速度，升速或减速。速或减速。, 所以:b)理想的快速起动过程IdLnIdm图2-1直流调速系统起动过程的电流和转速波形3. 理想的起动过程理想的起动过程tIdOn在
4、过渡过程中：始终保持电流（转矩）为允许的最大值,使电力拖动系统以最大的加速度起动；达到稳态转速后：立即让电流降下来。使转矩与负载相平衡，转入稳态运行。对于经常正、反转运行的调速系统（龙门刨床、可逆轧钢机等），尽量缩短起、制动过程时间是提高生产效率的重要因素。可在最大允许电流限制的条件下，充分利用电机的过载能力。4. 解决思路为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值Idm的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变可以保持该量基本不变。那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。同时，希望能实现同时，希望能实现：
5、起动过程中:只有电流负反馈只有电流负反馈,没有转速负反馈。达到稳态后:转速负反馈起主导作用转速负反馈起主导作用; 电流负反馈仅为电流随动子系统。 在原（转速）单闭环直流调速系统中再添加在原（转速）单闭环直流调速系统中再添加“电电流流”负反馈，就构成负反馈，就构成转速、电流双闭环调速系统转速、电流双闭环调速系统转速、电流双闭环调速系统转速、电流双闭环调速系统。 2.1.1 转速、电流双闭环直流调速系统的组成转速、电流双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用,可在系统中设置两个调节器,分别调节转速和电流,即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接。+T
6、GnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAM+-UdIdUPE-MTG1. 系统的组成图2-2转速、电流双闭环直流调速系统结构ASR转速调节器ACR电流调节器TG测速发电机TA电流互感器UPE电力电子变换器内环外 环ni i图中：1）把转速调节器的输出作电流调节器的输入；2）再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看：电流环为内环；电流环为内环；电流环为内环；电流环为内环； 转速环为外环转速环为外环转速环为外环转速环为外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。2. 系统电路原理结构系统电路原理结构为获得良好的静、动性能为获得良好的静、动性能, 转速和电流用转速和电
7、流用 PI调节器。调节器。说明：图中标出的两个调节器输入输出电压的实际极性说明：图中标出的两个调节器输入输出电压的实际极性, 是是按照按照电力电子变换器的电力电子变换器的控制电压控制电压Uc为正电压的情况为正电压的情况标出的标出的, 并并考虑到运算放大器的倒相作用。考虑到运算放大器的倒相作用。2. 系统电路原理结构（续）系统电路原理结构（续）转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。 两个调节器的输出都带限幅两个调节器的输出都带限幅给定电压极性与给定电压极性与单环系统不同单环系统不同 给定电压
8、极性与单环系统不同。给定电压极性与单环系统不同。限幅电路电流检测电路2.1.2稳态结构图和静特性 为了分析双闭环调速系统的静特性，必须先绘出它的稳态结构图。可很方便地根据原理图画出。注意：用带限幅的输出特性表示PI调节器。1.系统稳态结构框图图2-4双闭环直流调速系统的稳态结构框图转速反馈系数电流反馈系数 Ks 1/CeU*nUcIdEnUd0Un+-ASR+U*i-IdR R ACR-UiUPE分析静特性的关键是掌握这种PI调节器的稳态特征。l 限幅作用饱和饱和输出达到限幅值输出达到限幅值当调节器饱和时,输出为恒值,输入量的变化不再影响输出,除非有反向的输入信号使调节器退出饱和;换句话说,饱
9、和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系,相当于使该调节环开环相当于使该调节环开环相当于使该调节环开环相当于使该调节环开环。不饱和不饱和输出未达到限幅值输出未达到限幅值当调节器不饱和时,PI PI 的作用使输入偏差电的作用使输入偏差电的作用使输入偏差电的作用使输入偏差电压在稳态时总是零压在稳态时总是零压在稳态时总是零压在稳态时总是零。分析静特性的关键是掌握带输出限幅PI调节器的稳态特征。存在两种状况：3.系统静特性实际上,在正常运行时,电流调节器是不会达到饱和状态的。为什么电流调节器一般不饱和？为什么电流调节器一般不饱和？Tm比比Tl时常大很多时常大很多, 电流跟踪性能快得多电流跟踪性能快得多电
10、流跟踪性能快得多电流跟踪性能快得多; ; 起动过程中起动过程中, IdIdm; 而转速越低而转速越低, E越小越小; Udo=E+Rid也较小且也较小且渐升渐升, 所需控制电压所需控制电压所需控制电压所需控制电压U Uc c也是线性变化也是线性变化也是线性变化也是线性变化; ; （起动后）运行时（起动后）运行时: Id下降到下降到id=IdL(Idm), ASR退饱和退饱和,U U* *i i下降下降下降下降, , U Uc c, , U Udodo也会下降也会下降也会下降也会下降; ; 饱和如发生也是在起动过程的后期饱和如发生也是在起动过程的后期, 当转速当转速n升到升到nN, 而而id=I
11、dm时（此时时（此时Udo较大）较大）; 不过一般不过一般不过一般不过一般UPEUPE最大输出电压都留有余量最大输出电压都留有余量最大输出电压都留有余量最大输出电压都留有余量。3.系统静特性因实际中,在正常运行时,电流调节器是不会达到饱和状态。因此,对于静特性来说,只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。图:双闭环直流调速系统的静特性。图2-5双闭环直流调速系统的静特性n0IdIdmIdNOnABC(1)转速调节器不饱和由于ASR不饱和,U*iU*im,可知:IdIdm。就是说,CA段静特性从理想空载状态的Id=0一直延续到Id=Idm（而Idm一般都是大于额定电流IdN的）。这就是静特性的运行段
12、，具有水平特性静特性的运行段，具有水平特性。式中: , 转速和电流反馈系数。由第一个关系式可得：从而得到上图静特性的CA段，运行段段，运行段。(2-1)静特性的水平特性(2) 转速调节器饱和ASR输出达限幅值U*im;转速外环呈开环状,转速变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一电流无静差单电流闭环调节系统。式(2-2)所描述的静特性是上图中的AB段段,它是垂直的特性垂直的特性。这样的下垂特性只适合于nn0,则UnU*n,ASR将退出饱和状态。式中式中:最大电流Idm 是由设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。(2-2)稳态时: 静特性的垂直特性静特性的垂直特性3.
13、两个调节器的作用双闭环系统的静特性在负载电流小负载电流小负载电流小负载电流小于于于于I Idmdm时表现为转速无静差时表现为转速无静差时表现为转速无静差时表现为转速无静差,这时,转速负反馈起主要调节作用转速负反馈起主要调节作用转速负反馈起主要调节作用转速负反馈起主要调节作用。 当负载电流达到当负载电流达到当负载电流达到当负载电流达到I Idmdm后后后后, , 转速调节器转速调节器转速调节器转速调节器饱和饱和饱和饱和, , 电流调节器起主要调节作用电流调节器起主要调节作用电流调节器起主要调节作用电流调节器起主要调节作用, ,表现为电流无静差,得到过电流的自动保护。 Ks 1/CeU*nUcId
14、EnUd0Un+-ASR+U*i-IdR R ACR-UiUPE3.两个调节器的作用负载电流小于负载电流小于Idm时表现为转时表现为转速无静差速无静差, 转速负反馈起主转速负反馈起主要调节作用。要调节作用。(运行段运行段)。当负载电流达到当负载电流达到Idm 后后, 转速转速调节器饱和调节器饱和, 电流调节器起电流调节器起主要调节作用主要调节作用, 电流无静差。电流无静差。（起动段）。（起动段）。这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。然而实际上然而实际上:运算放大器的开环放大系数并不是无穷大;为了避免零点飘移而采用“准PI调节器”。静特性的两段实际上都略有很小的静差,如上图中
15、虚线所示。2.1.3 各变量的稳态工作点和稳态参数计算各变量的稳态工作点和稳态参数计算稳态工作中,当两个调节器都不饱和时,各变量之间有下列关系:(2-3)(2-5)(2-4)表明表明, 用双用双PI调节器时调节器时在稳态工作点上在稳态工作点上:转速转速 n 是由给定电压是由给定电压U*n决定的决定的; ASR的输出量的输出量U*i是由负载电流是由负载电流 IdL 决定的决定的; 控制电压控制电压Uc的大小的大小, 同时取决于同时取决于n和和IdL, 或取决于或取决于U*n 和和 IdL。PI调节器不同于P调节器的特点这些关系也反映了PI调节器不同于P调节器的特点:P调节器的输出量总是正比于其输
16、入量调节器的输出量总是正比于其输入量; 而而PI调节器输出量的稳态值与输入无关调节器输出量的稳态值与输入无关, 而是由它而是由它后面环节的需要决定的后面环节的需要决定的。后面需要后面需要PI调节器提供多调节器提供多么大的输出值么大的输出值, 它就能提供多少它就能提供多少, 直到饱和为止。直到饱和为止。鉴于这一特点，双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同，而和无静差系统稳态计算相似。(2-3)(2-5)(2-4)反馈系数计算根据各调节器的给定给定与反馈值反馈值计算有关的反馈系数：转速反馈系数（2-6）电流反馈系数（2-7）!2.2双闭环直流调速系统的数学模型和动态性能本节提要本节
17、提要双闭环直流调速系统的动态数学模型起动过程分析动态抗扰性能分析转速和电流两个调节器的作用2.2.1 双闭环直流调速系统的动态数学模型双闭环直流调速系统的动态数学模型 在单闭环直流调速系统动态数学模型的基础上,考虑双闭环控制的结构,即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构框图。1. 系统动态结构系统动态结构图2-6双闭环直流调速系统的动态结构框图U*n Uc-IdLnUd0Un+- -UiWASR(s)WACR(s)Ks Tss+11/RTl s+1RTmsU*iId1/Ce+E注注: 为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电流为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电流Id显露
18、出来显露出来. 2.数学模型图中WASR(s)和WACR(s)分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。如果采用PI调节器，则有:图2-6双闭环直流调速系统的动态结构框图U*n Uc-IdLnUd0Un+- -UiWASR(s)WACR(s)Ks Tss+11/RTl s+1RTmsU*iId1/Ce+E2.2.2 起动过程分析起动过程分析设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近理想起动过程。分析双闭环调速系统的动态性能时,首先探讨它的起动过程。在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和不饱和、饱和饱和、退饱和退饱和三种情况，整个动态过程就分为对应的三个阶段三个阶段。图2-7双闭环直流调速系统
19、起动时的转速和电流波形 n OOttIdm IdL Id n* IIIIIIt4 t3 t2 t1 1. 起动过程起动过程图：双闭环直流调速系统突加给定电压U*n由静止状态起动时，转速和电流的动态过程。整个动态过程就分成图中标明的I、II、III三个阶段：电流上升时间、转速上升时间、转速调整阶段。第第 I 阶段阶段:电流上升的阶电流上升的阶段段 突加给定电压突加给定电压U*n后：后：Id上升。当IdIdL时,电机还不能转动。当当IdIdL后后:电机开始起动。由于机电惯性,转速不会很快增长,因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大,其输出电压保持限幅值U*im,强迫电流Id迅速上升。直到直
20、到Id=Idm,Ui=U*im：电流调节器很快就压制了Id的增长。这一阶段的结束。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3t2 t1tt第第 II 阶段恒流升速阶段阶段恒流升速阶段这阶段,ASR始终饱和始终饱和,转速环相当于开环;系统成为在恒值电流U*im给定下的电流调节系统,电流电流Id恒定恒定, 加速度恒定加速度恒定, 转速线性增长转速线性增长。n IdL Id n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt同时,电机反电动势电机反电动势E线性增线性增长长。对电流调节系统,E是一个线性渐增的扰动量,为了克服它的扰动,Ud0和和Uc基基本上按线性增长本上按线性增
21、长,保持保持Id恒定恒定。当当ACR采用采用PI调节器时调节器时,要使其输出量线性增长,其输其输入偏差电压必须维持一定的入偏差电压必须维持一定的恒值恒值, 既既: Id应略低于应略低于Idm。第第 II 阶段恒流升速阶段阶段恒流升速阶段恒流升速阶段是起动过程中的主要阶段电机在最大电流下以电机在最大电流下以恒加速度升速。恒加速度升速。 还要指出一点还要指出一点:为了保证电流环的主要调节作用，在起动过程中ACR是不应饱和的，电力电子装置UPE 的最大输出电压也须留的最大输出电压也须留有余地有余地。这些都是设计时必须注意的。第阶段转速调节阶段当转速上升到给定值时当转速上升到给定值时,转速调节器ASR
22、的输入偏差减少到零,但其输出却由于积分作用还维持在限幅值U*im,所以电机仍在加速电机仍在加速, 使转速超调。使转速超调。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt直到直到Id=IdL时时, 转矩转矩Te=TL, 则则 dn/dt=0，转速，转速 n 才到才到达峰值（达峰值（t =t3时）。时）。转速超调后转速超调后:ASR输入偏差电压变负,使它开始退出饱开始退出饱和状态和状态,U*i和Id很快下降。但是,只要Id仍大于负载电流IdL,转速就继续上升。转速就继续上升。第阶段转速调节阶段此后此后, 电动机开始在负载电动机开始在负载的阻力下减速的阻力下减速,相应(
23、t3t4)小段时间内,IdIdL,直到稳定。如果调节器参数整定得不够好,会有些振荡过程。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt在这最后的转速调节阶段内:ASR和和ACR都不饱和都不饱和, ASR起主导的转速调节作起主导的转速调节作用用, 而而ACR则力图使则力图使 Id 尽尽快地跟随其给定值快地跟随其给定值U*i,或者说,电流内环是一个电电流内环是一个电流随动子系统流随动子系统。2.分析结果综上所述，双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：（1）饱和非线性控制饱和非线性控制（2）转速超调转速超调（3）准时间最优控制准时间最优控制（1）饱和非线性控制根据
24、ASR的饱和与不饱和,整个系统处于完全不同的两种状态,不同状态下表现为不同结构的线性系统:当ASR饱和时：转速环开环，系统表现为恒值电流调节的单闭环系统。当ASR不饱和时:转速环闭环,整个系统是一个无静差调速系统,而电流内环表现为电流随动系统。（2）转速超调由于ASR采用了饱和非线性控制，起动过程结束进入转速调节阶段后，必须使转速超调，ASR的输入偏差电压Un 为负值，才能使ASR退出饱和。这样，采用PI调节器的双闭环调速系统的转速响应必然有超调。（3）准时间最优控制起动过程中的主要阶段是第II阶段的恒流升速，它的特征是电流保持恒定它的特征是电流保持恒定。一般选择为电动机允许的最大电流，以便充
25、分发挥电动机的过载能力，以便充分发挥电动机的过载能力，使起动使起动过程尽可能最快过程尽可能最快。但由于在起动过程在起动过程、两个阶段中电流不能突变，两个阶段中电流不能突变，导致实际起动过程和理想过程相比有些差距，但这两导致实际起动过程和理想过程相比有些差距，但这两阶段占的时间很短阶段占的时间很短。因此，整个起动过程可看作为是一个准时间最优控制。最后，应该指出：对于不可逆的电力电子变换器,双闭环控制只能保证良好的起动性能，却不能产生回馈制动。在制动时,当电流下降到零以后,自由停车。必须加快制动时,只能采用电阻能耗制动或电磁抱闸电阻能耗制动或电磁抱闸。2.2.3 动态抗扰性能分析动态抗扰性能分析一
26、般来说，双闭环调速系统具有比较满意的动态性能。对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性抗扰性能能。主要是抗负载扰动抗负载扰动 和抗电网电压扰动抗电网电压扰动的性能。 1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/R Tl s+1R TmsKsTss+1ACR U*iUi-EId1.抗负载扰动IdL直流调速系统的动态抗负载扰作用由动态结构框图中可以看出:负载扰动在转速反馈环内、电流反馈环外。因此只能靠转速调节器ASR来产生抗负载扰动的作用。在设计ASR时，应要求有较好的抗扰性能指标。图2-8直流调速系统的动态抗扰作用a)单闭环系统单闭环系统2.抗电网电压扰动UdU*n-IdLUn+-ASR 1/CenU
27、d01/R Tl s+1R TmsIdKsTss+1-E在单闭环调速系统中在单闭环调速系统中：电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵抗电压扰动的性能要差一些。2.抗电网电压扰动（续）-IdLUdb)双闭环系统双闭环系统Ud电网电压波动在整流电压上的反映 1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/R Tl s+1R TmsIdKsTss+1ACR U*iUi-E双闭环系统中双闭环系统中：由于增设了电流内环，电压波动可电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善抗扰性能大有
28、改善。单闭环调速系统中：电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞。抗电压扰动的性能要差一些。双闭环系统中：电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节（不必等它影响到转速以后才能反馈回来）。抗扰性能大有改善。 因此因此, 在双闭环系统中在双闭环系统中, 由电网电压波动引起的转由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。速动态变化会比单闭环系统小得多。单、双环抗电网电压挠动性能对比分析总结：2.2.4 转速和电流两个调节器的作用转速和电流两个调节器的作用综上所述，转速调节器和电流调节器在双闭环直流调速系统中的作用可以分别归纳如下： 1.转速调节器的作用转速调节器是调速
29、系统的主导调节器,它使转速n很快地跟随给定电压变化；稳态时可减小转速误差；如果采用PI调节器，则可实现无静差。对负载变化起抗扰作用（抗负载挠动）。其输出限幅值决定电机允许的最大电流。2.电流调节器的作用作为内环的调节器,在外环转速调节过程中, 其作用是“使电流紧紧跟随其电流给定信号”(即外环调节器的输出量)变化。对电网电压的波动起及时抗扰的作用。在转速动态过程中, 保证获得电机允许的最大电流,从而加快（起动、升降速）动态过程。当电机过载甚至堵转时, 限制电枢电流的最大值, 起快速的自动保护作用。一旦故障消失, 系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。2.2.4 转速和电
30、流两个调节器的作用（续）转速和电流两个调节器的作用（续）2.3 调节器的工程设计方法调节器的工程设计方法2.3.0 问题的提出问题的提出n必要性用经典的动态校正方法设计调节器,须同时解决同时解决“稳稳”、“准准”、“快快”、“抗干扰抗干扰” ” 等各方面相互有矛盾的等各方面相互有矛盾的静、动态性能要求静、动态性能要求。需要设计者有扎实的理论基础和丰富的需要设计者有扎实的理论基础和丰富的实践经验实践经验，而初学者则不易掌握。于是有必要建立实用的设计方法。n可能性现代电力拖动自控系统大多可由低阶系统近似。可归结出几归结出几种少数典型低阶种少数典型低阶 系统系统。事先：深入研究低阶典型系统的特性，弄
31、清参数与性能指标事先：深入研究低阶典型系统的特性，弄清参数与性能指标间的关系，并写成公式或制成图表。间的关系，并写成公式或制成图表。设计时：将实际系统校正或简化成典型系统的形式，就可用设计时：将实际系统校正或简化成典型系统的形式，就可用现成的公式和表格计算参数现成的公式和表格计算参数。设计过程简便！这就有了建立工程设计方法的可能性。2.3.1调节器工程设计方法的原则与基本思路有必要性,有可能,各种工程设计方法相继问世。德国西门子提出“调节器最佳整定”法:包括“模最佳”、“对称最佳”两种参数设计方法，惯称“二阶最佳”、“三阶最佳”设计。公式简明好记，国际上普遍应用。存在问题存在问题： 1）没有明
32、确参数调整的方向; 2）没有考虑到调节器饱和这一关键问题。我国学者吸取动态系统设计用的“振荡指标法”和“模型系统法”的长处，也归纳出了调节器的相关工程设计方法，实用有效的。2.3.1调节器工程设计方法的原则与基本思路（续）n 设计方法的原则设计方法的原则 :概念清楚、易懂；计算公式简明、好记；不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向；能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式；适用于各种可简化成典型系统的反馈控制系统。n 工程设计方法的基本思路工程设计方法的基本思路选择调节器结构,使系统典型化并满足稳定和稳态精度。设计调节器的参数,以满足动态性能指标的要求。这样做，就可把“稳、快
33、、准稳、快、准 和抗干扰和抗干扰”之间相互交叉的矛盾问题分成两步来解决两步来解决：1）第一步解决主要矛盾:动态稳定性和稳态精度;2）第二步:再进一步满足其他动态性能指标。选择调节器结构时,只采用少量典型系统,其参数与系统性能指标的关系明确,可使参数设计方法规范化,减少设计工作量。 作为工程设计方法，首先要使问题简化，突出主要矛盾。简化的基本思路是，把调节器的设计过程分作两步： 2.3.2典型系统典型系统一般来说，许多控制系统的开环传递函数都可表示为：R(s)C(s)(2-8)上式中：分母中的sr 项表示该系统在原点处有r 重极点，或者说，系统含有r 个积分环节。根据根据 r=0，1，2，等不同
34、数值，等不同数值，分别称作分别称作0型、型、I型、型、型、型、系统系统。自控理论已证明：1）0型系统稳态精度低；2）而型和型以上的系统很难稳定。因此，为了保证稳定性和较好的稳态精度，多选用多选用I型型和和II型系统型系统。1.典型I型系统结构图与传递函数式中:T系统的惯性时间常数;K 系统的开环增益。(2-9)开环对数频率特性dB/decdB/decn典I型系统性能特性或于是，相角稳定裕度： dB/decdB/dec典I型系统，对数幅频特性的中频段以20dB/dec的斜率穿越0dB线。 只要参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳定的，且有足够的稳定裕量。 要做到这点，应选择参数： 2
35、.典型型系统结构图和传递函数结构图和传递函数（2-10）开环传递函数:开环对数开环对数频频率率特性特性OdB/decdB/decdB/decC(s)R(s)-典型的II型系统也是以20dB/dec的斜率穿越零分贝线。分母中s2项对应的相频特性是-180;后面还有一个惯性环节。在分子添上一个比例微分环节( s+1),是为了把相频特性抬到180线以上，以保证系统稳定。或 且 比T 大得越多,系统的稳定裕度越大。n性能特性要实现图示频率特性,选择参数时应满足:OdB/decdB/decdB/dec2.3.3控制系统的动态性能指标 动态性能指标动态性能指标, 包括：包括：对给定输入信号的跟随性能指标;
36、对挠动输入信号的抗挠性能指标。生产工艺“对控制系统动态性能的要求”，经折算和量化后可表达为“动态性能指标”。在给定信号或参考输入信号的作用下，系统输出量的变化情况可用跟随性能指标来描述。 常用的阶跃响应跟随性能指标常用的阶跃响应跟随性能指标tr 上升时间上升时间 超调量超调量ts 调节时间调节时间1.跟随性能指标：5%（或2%） 0trts图2-11典型阶跃响应曲线和跟随性能指标系统典型的阶跃响应曲线2.抗扰性能指标抗扰性能指标标志着控制系统抵抗扰动的能力。常用的抗扰性能指标有 Cmax 动态降落动态降落用占原稳态值的百分比表示。 tv 恢复时间恢复时间l突加扰动的动突加扰动的动态过程态过程和
37、抗扰抗扰性能指标性能指标实际控制系统对于各种动态指标要求不同。例如:可逆轧钢机，需要连续正反向轧制许多道次，对转速动态跟随性能和抗挠性能都有较高要求；一般生产用不可逆调速系统，主要要求一定的“转速抗挠性能”，其跟随性能如何关系不大；工业机器人和数控机床位置随动（伺服）系统，对跟随性能要求高；大型天线的随动系统，需要较高的跟随性能，对抗挠性能也有一定要求。总之，一般来说：1）调速系统的动态指标以抗挠性能为主以抗挠性能为主；2）随动系统的动态指标则以跟随性能为主以跟随性能为主。2.抗扰性能指标（续）!2.3.4典型I型系统性能指标和参数的关系它包含两个参数：开环增益K 和时间常数T。时间常数T往往
38、是控制对象本身固有的；能够由调节器改变的只有开环增益K。既，K是唯一的待定参数。设计时，需要按照性能指标选择参数K的大小。开环传递函数:K与开环对数频率特性的关系图2-13:不同K 值时典I型系统的开环对数频率特性。当c1/T时,特性以20dB/dec斜率穿越零分贝线,系统有较好的稳定性。由图可知:所以:K= c（当 时） (2-12) 表明：K值越大，截止频率c 也越大，系统响应越快；但相角稳定裕度：=90arctg cT，越小这也说明快速性与稳定性之间的矛盾。在具体选择参数K时，须在二者之间取折衷。所以:K= c（当 时） (2-12) 表表2-1 I型系统在不同输入信号作用下的稳态误差型
39、系统在不同输入信号作用下的稳态误差输入信号阶跃输入斜坡输入加速度输入稳态误差 0v0/K1.典型I型系统跟随性能指标与参数的关系（1）稳态跟随性能指标：可用不同输入信号作用下的稳态误差来表示。由表可见：在阶跃输入下的 I 型系统稳态时是无差的；但在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与 K 值成反比;在加速度输入下稳态误差为 。因此，I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。（2）动态跟随性能指标）动态跟随性能指标闭环传递函数：典型I型系统是一种二阶系统，其闭环传递函数的一般形式为（2-13） 式中:n无阻尼时的自然振荡角频率,或称固有角频率;阻尼比,或称衰减系数。1.典型I型系统跟随性能指标与参数
40、的关系（续）典型I型系统是二阶系统，其闭环传递函数（2-14）K、T与标准形式中的参数的换算关系: (2-15) (2-16) (2-17) 且有 l当当 1 时时，系统动态响应是欠阻尼的振荡特性，l当当 1 时时，系统动态响应是过阻尼的单调特性；l当当 = 1 时时，系统动态响应是临界阻尼。由于过阻尼特性动态响应较慢，所以一般常把系统设计成欠阻尼状态，即 0 1 二阶系统的性质二阶系统的性质由于在典I系统中KT 0.5。因此在典型I型系统中应取：下面列出欠阻尼二阶系统在零初始条件下的阶跃响应动态指标计算公式(2-18) (2-16) 性能指标和系统参数之间的关系(2-19)(2-20)(2-
41、21)超调量:上升时间:峰值时间:调节时间ts：（当T1=T 即令: 调节器中的比例微分环节(1s+1)对消掉控制对象中大时常惯性环节(T1s+1). 则图a可改画成图b挠动点前 挠动点后 在阶跃挠动F(s)=F/s下,输出变化量为:如调节器参数已按跟随性指标选定为KT=0.5,则:(2-29)经过拉氏反变换，可得到阶跃挠动后输出变化量的动态过程函数C(t).取:为控制对象中小时间常数与大时间常数的比值。取不同m值，可计算出相应的C(t)动态过程曲线，并算出抗挠指标。55.5%33.2%18.5%12.9%tm /T2.83.43.84.0tv /T14.721.728.730.4表表2-3
42、典型典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系型系统动态抗扰性能指标与参数的关系(控制结构和扰动作用点如图2-15所示，已选定的参数关系KT=0.5)不同m值时的计算结果可看出可看出: 当控制对象的两个时间常数相距较大时，动态降落减小，但恢复时间却拖得较长恢复时间却拖得较长。2.3.5 典型典型II型系统性能指标和参数的关系型系统性能指标和参数的关系 可选参数可选参数:1）（与典型I型系统相仿）时间常数T也是控制对象固有的;2）（不同的是）待定的参数有两个:K和和 。中频宽h0 -20 40 -40 /s-1c=120dB/dec40dB/dec40dB/dec图2-16典型型系统的开环对数幅频
43、特性和中频宽中频宽度由图可见:h 是斜率为20dB/dec的中频段的宽度，称作“中频宽”。由于中频段的状况对控制系统的动态品质起着决定性的作用，因此h 值是一个很关键的参数值是一个很关键的参数。(2-32)为便于分析,引入一个新的变量h(中频宽)。 调节器参数的选择计算一般情况下:=1点对应于低频段“-40DB/dec”特性段。则有:（2-33） 由图2-16可看出：由于T一定,改变就相当于改变中频宽h；在确定后,改变K相当于使特性上下平移,改变截止频率cl在工程设计中:如果两个参数都任选, 工作量大！如果能在两个参数间找到“对动态性能有利”的某种关系,选出一个参数就能推算出另一参数,双参数设
44、计问题就变为单参数设计问题,简！l寻找h与c两参数间的最佳配合“振荡指标法”中“闭环幅频特性的峰值Mr最小准则”表明：对于一定的h值，只有一个确定的c(或K)可以得到最小闭环幅频特性峰值Mrmin；这时c和1、2之间的关系是:称为:Mrmin准则的“最佳频比”对应的最小闭环幅频特性峰值是调节器参数的选择计算(续)加大中频宽h，可减小Mrmin，降低超调量(稳定性增强);但同时c也将减小(2不变),使系统的快速性减弱。经验表明：1）Mrmin在1.2-1.5之间时，系统的动态性能较好；2）Mrmin有时也允许达到1.8-2.0。从表2-4(见教材)可看出：对应的， h 值可在3-10之间选择。h
45、更大时，降低Mrmin的效果不明显。 h 值一般取5。l 寻找h与c两参数间的最佳配合选定h后，可根据h查表得到“2/c=?” 可求出c（因2=1/T是已知的)。工程设计中计算典工程设计中计算典型系统参数的计算公式型系统参数的计算公式。使使用用时时: 只要按动态性能指标的要求确定h值，就可以代入这两个公式计算和K参数。再由此计算调节器参数。确定了h 和c 之后,可以很容易地计算出 和K 参数,即：和K都成为单一参数“h”的表达式。l 调节器参数的计算 调节器参数的选择计算（续）表2-5II型系统在不同输入信号作用下的稳态误差输入信号阶跃输入斜坡输入加速度输入稳态误差00（1）稳态跟随性能指标型
46、系统在不同输入信号作用下的稳态误差列于表2-5中。1.典型II型系统跟随性能指标和参数的关系l在阶跃和斜坡输入下，II型系统稳态时均无差；l加速度输入下稳态误差与开环增益K成反比。（2 2）动态跟随性能指标）动态跟随性能指标 当按Mr最小准则选择调节器参数时,只要把用h表示的和K的表达式,代入相应的传递函数式,就可求出系统的动态性能指标。单位阶跃输出相函数单位阶跃输出相函数 以T为基准,当h取不同值时,可求出单位阶跃响应,并求出超调量、上升时间和调节时间。表。1）由于过渡过程的振荡性质,调节时间随h的变化不是单调的,在h=5时调节时间最短；2）h减小时,上升时间快;h增大时,超调量小。3）综合
47、各项指标,h=5时动态跟随性能比较适中。大大小小比较典比较典II和典和典型型 I系统动态系统动态跟随性能跟随性能：典型II型系统的超调量一般比典型I型系统大;典型II型系统的快速性比典型I型系统要好。Ts6T抗扰系统结构2. 典型典型型系统型系统“抗扰性能抗扰性能”指标和参数的关指标和参数的关系系 注意扰动作用点:正好为转速环中负载扰动作用点的位置。 控制对象挠动作用点前后的传函：调节器PI型。和和取：取：K1=KpiKd/1，K1K2=K，1=hT， 图图a可改画为图可改画为图b。 于是：属于典型型系统。在阶跃扰动下： （2-43） 抗挠性能指标按Mrmin准则确定参数关系，即取 可计算出对
48、应不同不同h值值的动态抗挠曲线，求出各项动态抗挠性能指标，见表2-7。 可见：h=5是较好的选择，这与跟随性能指标中调节时间最短的条件是一致的。表表2-7中数据中数据表明表明：但当hT2),要校正为典型型系统。原传函是积分-双惯性型的,T1与T2大小相仿。校正为典型型系统。举例：举例：2）如匹配不成，可先对控制对象传递函数做近似处理，再与调节器的传递函数配成典型系统。表表 2-8和表和表2-9：几种要校正成典型I,典型II型系统的“控制对象”和相应的“调节器传递函数”;表中还给出了参数配合关系。有时仅靠P、I、PI、PD及PID几种调节器都不能满足要求，就不得不作一些近似处理，或者采用更复杂的
49、控制规律。l 传递函数的近似化处理传递函数的近似化处理2.传递函数近似处理1)高频段小惯性环节的近似处理实际系统中往往有若干小时间常数的惯性环节,所对应的频率都处于频率特性的高频段,形成一组小惯性群。处理方法处理方法处理方法处理方法：在一定的条件下,小惯性群近似看成是一个小惯性环节,其时间常数等于小惯性群中各时间常数之和。(2-47) 近似条件(2-46) 小惯性环节可以合并（T1T2,T1T3）2）高阶系统的降阶近似处理把多阶小惯性环节降为一阶小惯性环节的近似处理，实为高阶系统降阶处理的一种特例。更一般的情况：如何能忽略特征方程的高次项。其中:a，b，c都是正系数，且bca，即系统是稳定的。
50、(2-50) 以三阶系统为例,设:降阶处理降阶处理若能忽略高次项，可得近似的一阶系统的传递函数为近似条件近似条件(2-51) (2-52) 当系统中存在一个时间常数特别大的惯性环节时，可以近似地将它看成是积分环节，即： 3）低频段大惯性环节的近似处理近似条件:(2-53) 例如：对频率特性的影响把惯性环节近似成积分环节后，相对实际系统相角滞后变大，相角裕度更小了。也就是说:按近似系统设计好调节器后，按近似系统设计好调节器后，实际系统的稳定性应该更强实际系统的稳定性应该更强。因此该方法是可行的！而近似关系但但, 实际系统稳定性更强！实际系统稳定性更强！(低频段大惯性环节的近似处理)对频率特性的影
51、响举例: 开环传递函数 其中：T1T2，且1/T1远低于截止频率c，处于低频段。c图2-21低频段大惯性环节近似处理对频率特性的影响低频时把特性a近似地看成特性b 从图2-21开环对数频率特性可：相当于把特性a近似地看成特性b，其差别只在低频段，这样近似处理对系统的动态性能影响不大。注意：从稳态性能上看：这样的近似处理相当于把系统的类型认为地提高了一级，如原来是型系统，近似处理后变为型系统（当然是不真实的）。所以，这种近似处理只能用于分析动态性能；当考虑稳态精度时，仍采用原来的传递函数即可。2.4 按工程设计方法设计双闭环系统的调节器按工程设计方法设计双闭环系统的调节器本节将应用前述的工程设计
52、方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。主要介绍内容：系统设计对象系统设计原则系统设计步骤转速、电流双闭环调速系统。1.系统设计对象-IdL(s)Ud0(s)Un+-+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*I(s)Uc(s)Ks Tss+1Id1Ce+E Tois+11 T0is+1ASR1 T0ns+1 Tons+1U*n(s)n(s)图2-22双闭环调速系统的动态结构框图 E(s)电流环电流环与前述的图2-6不同之处在于增加了滤波环节。包括：电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。其中：Toi 电流反馈滤波时间常数；Ton 转速反馈滤波时间常数。思考思考: 为何加滤波环节？
53、为何加滤波环节？l加滤波环节的原因加滤波环节的原因:1.检测信号滤波：检测信号滤波：电流检测信号中常含有交流分量。为不影响输入，需要滤波。反馈不能抵抗检测误差。转速检测信号中也会含有谐波分量。影响影响：滤波环节（一阶惯性环节）,会造成反馈信号延迟。2.给定信号滤波，意义：给定信号滤波，意义：让给定信号和反馈信号经过相同的延迟，使两者在时间上得到恰当的配合；可带来设计上的方便（便于结构图简化）。2.系统设计原则n系统设计的一般原则“先内环后外环先内环后外环”从内环开始，逐步向外扩展。在这里：首先设计电流调节器；然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节,再设计转速调节器。l设计分为以下几个步
54、骤：1. 电流环结构图的简化（使能校电流环结构图的简化（使能校正为典型系统）正为典型系统）2.电流调节器结构的选择3.电流调节器的参数计算4.电流调节器的实现2.4.1 电流调节器的设计1. 电流环结构图的简化简化内容:忽略反电动势的动态影响等效成单位负反馈系统小惯性环节近似处理忽略反电动势的动态影响Ud0(s)+-Ui(s)ACR1/RTl s+1U*i(s)Uc (s)Ks Tss+1Id (s) Tois+11 Tois+1图2-23a电流环的动态结构图及其化简 E(s)电动势与n成正比(代表了转速对电流环的影响);慢变挠动。即电流瞬变过程中,可认为E基本不变。在按动态性能设计电流环时,
55、可暂不考虑E变化的动态影响,即E0。这时,电流环如下图。工程设计法中，典型系统是单位负反馈系统。如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s)/ ，则电流环便等效成单位负反馈系统（图2-23b）。 等效成单位负反馈系统由于Ts和和T0i一般都比Tl 小得多,可以当作小惯性群当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节。其时间常数为:简化的近似条件:(2-56)小惯性环节近似处理(2-55) Ti =Ts+Toil设计分为以下几个步骤：1.电流环结构图的简化（使能校正为典型系统）2. 电流调节器结构的选择电流调节器结构的选择3.电流调节器的参数计算4.电流调节器的实现
56、2.4.1电流调节器的设计（续）2. 电流调节器结构的选择电流调节器结构的选择典型系统的选择典型系统的选择从稳态要求上看:希望电流无静差,以得到理想的堵转或起动特性。采用I型系统即可。从动态要求上看:实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调超调, 以保证电流在动态过程中不超过允许值；而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。所以,电流环应以跟随性能为主,应选用典型典型I型系统。型系统。2. 电流调节器结构的选择（续）电流调节器选择电流调节器选择电流环的控制对象是双惯性型的,要校正成典型I型系统,应采用PI型电流调节器,其传函:（2-57） 式中:Ki 电流调节器的比例系数; i电
57、流调节器的超前时间常数.为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消,选择:（2-58）则电流环动态结构成为典型形式:其中:K I s(Tis+1)Id (s)+-U*i(s)l校正后电流环的结构和特性 图2-24校正成典型I型系统的电流环a)动态结构框图b)开环对数幅频特性:OL/dBci-20dB/dec/s-1-40dB/decTi其中:所用到的近似或假定条件电力电子变换器纯滞后处理的条件：忽略反电动势对电流环的动态影响：电流环小惯性群的近似处理：上述结果是在一系列假定条件下得到的，将用过的假定条件归纳如下：l设计分为以下几个步骤：1.电流环结构图的简化（使能校正为典型系统）2.电流调
58、节器结构的选择3. 电流调节器的参数计算电流调节器的参数计算4.电流调节器的实现2.4.1 电流调节器的设计3. 电流调节器的参数计算式(2-57)中的参数:Ki 和i。待定参数待定参数:比例系数Ki,可根据所需动态性能指标选取。（2-57）式中式中: Ki电流调节器的比例系数电流调节器的比例系数; i 电流调节器的超前时间常数电流调节器的超前时间常数其中i已选定（2-58）一般情况下,希望电流超调量i5%,由表2-2,可选: =0.707， KI T i =0.5,则:(2-60) (2-61) 注意：如果实际系统要求的跟随性能指标不同,式(2-60)和式(2-61)当然应作相应的改变。此外
59、,如果对电流环的抗扰性能也有具体的要求,还得再校验一下抗扰性能指标是否满足。参数选择参数选择其中i已选定(2-58)其中:(2-59)4.电流调节器的实现模拟式电流调节器电路图中: U*i 电流给定电压；Id 电流负反馈电压； Uc 电力电子变换器的控制电压。图2-25含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器电流调节器电路参数的计算公式:(2-62) (2-63) (2-64) 设计分为以下几个步骤：1. 电流环的等效闭环传递函数2.转速调节器结构的选择3.转速调节器参数的选择4.转速调节器的实现2.4.2 转速调节器的设计转速调节器的设计1.电流环的等效闭环传递函数电流环的等效闭环传递函数电流
60、环闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环中的一个环节。为此，须求出它的闭环传递函数。(2-65) 传递函数化简忽略高次项,上式可降阶近似为:(2-66) 近似条件近似条件可由式（2-52）求出:(2-67) 式中:cn转速环开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为:(2-68) 这样,原来是双惯性环节的电流环控制对象,经闭环控制后,可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。1.电流环的等效闭环传递函数(续)物理意义物理意义物理意义物理意义: : 表明,电流的闭环控制改造了控制对象电流的闭
61、环控制改造了控制对象, 加快了电流加快了电流的跟随作用的跟随作用,这是局部闭环(内环)控制的一个重要功能。(2-66) 设计分为以下几个步骤：1. 电流环的等效闭环传递函数2. 转速调节器结构的选择3. 转速调节器参数的计算4. 转速调节器的实现2.4.2 转速调节器的设计转速调节器的设计2. 转速调节器结构的选择转速调节器结构的选择n 转速环的动态结构转速环的动态结构用“电流环的等效环节”代替(双环系统动态结构图中的)电流环后,整个转速控制系统的动态结构图，如图所示。n (s)+-Un (s)ASRCeTmsRU*n(s)Id (s) Tons+11 Tons+1U*i(s)+-IdL (s
62、)图2-26a转速环的动态结构框图及其简化电流环电流环把给定滤波和反馈滤波环节移到环内;同时将给定信号改成U*n(s)/ ；再把时常为1/KI和Ton的两个小惯性环节合并起来,近似成时常为Tn的惯性环节。n 变换结构图变换结构图, 小惯性的近似处理小惯性的近似处理(2-69) n转速环小惯性环节合并化简的条件：现扰动作用点后面已有一积分环节,因此转速环开环传函共有两个积分环节，所以应该设计成典型型系统；这样的系统也能满足动态抗扰性能好的要求。n 转速调节器选择转速调节器选择为了实现转速无静为了实现转速无静差差, 负载扰动作用负载扰动作用点前面须有一积分点前面须有一积分环节环节, 应含在应含在A
63、SR中中;可见,ASR也应采用PI调节器:(2-70)式中:Kn转速调节器的比例系数； n转速调节器的超前时间常数.(2-72) 则则 令转速环开环增益为:(2-71)调速系统的开环传递函数开环传递函数l校正后的系统结构 n (s)+-U*n(s)图2-26c校正后成为典型II型系统设计分为以下几个步骤：1.电流环的等效闭环传递函数2.转速调节器结构的选择3. 3. 转速调节器参数的计算转速调节器参数的计算4.转速调节器的实现2.4.2 转速调节器的设计转速调节器的设计3.转速调节器的参数计算转速调节器的参数包括Kn 和n。按照典型型系统的参数关系，由式(2-38),取： （2-74） 再由式
64、(2-39),取:（2-75） （2-76） 因此 参数选择至于中频宽h 应选择多少,要看动态性能的要求决定。无特殊要求时，一般可选择 (2-71)设计分为以下几个步骤：1.电流环的等效闭环传递函数2.转速调节器结构的选择3.转速调节器参数的计算4. 转速调节器的实现2.4.2 转速调节器的设计转速调节器的设计模拟式转速调节器电路图2-27含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器图中图中:U*n :转速给定电压，-n:转速负反馈电压U*i :调节器的输出是电流调节器的给定电压。4.转速调节器的实现转速调节器参数计算(2-77) (2-78) (2-79) 【例题2-1】某晶闸管供电的双闭环直流调
65、速系统，整流装置采用三相桥式整流电路，基本数据如下：直流电机:220V,136A,1460r/min,Ce=0.132V.min/r,允许过载倍数=1.5；晶闸管装置放大倍数:Ks=40;电枢回路总电阻:R=0.5;时间常数:Tl=0.03s,Tm=0.18s;电流反馈系数:=0.05V/A。设计要求:按工程设计方法设计电流调节器,要求电流超调量i5%.解：1）查表（三相桥式电路）整流装置滞后时间常数Ts=0.0017s;2）电流滤波时间常数Toi.三相桥式电路每个波头3.3ms，为基本滤平波头，应有（12）Toi=3.3ms，取Toi=2ms=0.002s;3）电流环小惯性环节合并。TI =
66、 Ts + Toi =0.0037s;2. 选择调节器结构选择调节器结构根据设计要求:i5%，并保证稳态电流无静差，按典型按典型1型型系统设计电流调节器系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器： 检查对电源电压抗挠性能 控制对象两个时间常数之比 参看表2-3的典型型系统动态抗挠性能，各项指标都是可以接受的。1.确定时间常数确定时间常数3. 计算电流调节器参数计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数: 电流环开环增益：要求i5%，按表2-2，应取因此 于是，ACR的比例系数为：4. 检验近似条件检验近似条件电流环截至频率:晶闸管整流装置传递函数的近似条件：忽略反电
67、动势变化对电流环动态影响的条件:电流环小惯性时间常数近似处理条件:近似条件都满足5.计算调节器电阻和电容由图2-25,按所用运算放大器取R0=40K,各电阻和电容值为:图2-25含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器取40k取0.75F取0.2F按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为：(见表2-2),满足设计要求。【例题2-2】在例题2-1中,除已给数据外。已知:转速反馈系数=0.007V.min/r（10V/nN）。要求：转速无静差，空载起动到额定转速时的转速超调量n=10%；试按工程设计方法设计转速调节器，并校验转速超调量的要求能否得到满足。解：1.确定时间常数1）电流环等效时间
68、常数1/KI。由例题2-1,已取KITi=0.5,则:2）转速滤波时间常数Ton。根据所用测速发电机纹波情况，取:Ton=0.01s。3）转速环小惯性环节的近似处理。取:2.选择转速调节器结构按照设计要求,选用PI调节器,3.计算转速调节器参数按跟随和抗挠性能更都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为：根据式(2-75)式,转速开环增益:根据(2-76)式,ASR的比例系数为:4.校验近似条件由式(2-33):则得转速环截至频率为:1）【根据(2-67)式】,电流环降阶近似条件：满足近似条件.2）【根据(2-73)式】,转速环小惯性环节合并处理近似条件为:满足近似条件.6.校核转速超调
69、量当h =5时，查表2-6，,不能满足要求。5.计算调节器电阻和电容根据图2-27，取R0=40K。取0.2F取0.2F但要注意但要注意:表2-6是按线性系统计算的,而突加阶跃给定时,ASR饱和,是不符合线性系统前提的,应按退保和情况计算超调量。2.4.3* 转速调节器退饱和超调量的计算如调节器没有饱和限制,调速系统可以在很大范围内线性工作,则双闭环系统起动时转速会出现较大超调量。但实际上:突加给定电压后,转速调节器ASR很快进入饱和状态，输出恒定的限幅电压U*im。电动机恒流加速起动(Id=Idm=U*im /)，转速线性上升。nn*Otnn*IdLtOt2OnnmaxtIdmt0IdASR
70、一旦饱和,只有当转速升到给定电压U*n对应的稳态值n*,反馈电压才与给定电压平衡;此后,转速偏差电压Un变负,使ASR退饱和。ASR退饱和时退饱和时:因电流Id仍大于负载电流IdL,电动机仍继续加速；直到IdIdL时,转速才降下来。因此，起动中必然有转速超调。 但这已不是按线性系统规律的超调,而是经历了饱和非线性区域后的超调,称为“退饱和超调”。1）当ASR饱和时:相当于转速环开路,电流环输入恒定电压U*im,如果忽略电流环短暂跟随过程,其输出量也基本上是恒值Idm,因而电动机基本上按恒加速起动。直到t2时刻，n=n*为止。此时，仍：Id=Idm。加速度 计算退保和超调量时，起动过程按分段线性
71、化分段线性化处理!转速环恢复到线性后,描述系统的微分方程和前面分析线性系统跟随性能时相同,只是初始条件初始条件不同。分析电流线性跟随性能时,初始条件:n(0)=0, Id(0)=0讨论退保和超调时,饱和阶段的终了状态就是退保和阶段的初始状态。初始条件:n(0)=n*, Id(0)=Idm初始条件不同,过渡过程不同。退保和超调量并不等于典型型系统跟随性能指标中的超调量。求解麻烦！2）ASR退饱和时退饱和时:PI调节采用PI调节器时的系统结构图如果坐标原点移动到OO点，图(b)。与负载挠动作用下结构图（图2-17b）完全相同。 可把退保和升速过程看成是突卸负载可把退保和升速过程看成是突卸负载(负载
72、挠动负载挠动)时的升速时的升速过程过程。初始条件变为：n(0)=0，Id(0)=Idm.找到捷径:可把“退保和升速过程”看成是“突卸负载”（负载挠动时的升速过程），就可借助典系统抗挠指标计算退饱和超调量。借助典系统抗挠指标计算退饱和超调量，注意正确计算n n的基准值。的基准值。的基准值。的基准值。典系统中：F为负载挠动量；K2是负载挠动作用点后积分环节的系数；T是挠动作用点前惯性环节的时间常数。针对退饱和过程计算动态速升量的基准值。令令: 为电机允许的过载倍数，为电机允许的过载倍数， Idm=IdN; z 表示负载系数，表示负载系数， IdL= z IdN; n为调速系统开环机械特性的额定稳态
73、速降为调速系统开环机械特性的额定稳态速降代入:得:作为转速的超调量n，其基准值应该是n*。所以转速超调量可有典抗挠指标Cmax/Cb数据，经基准值换算后求得：退保和超调量计算公式表示电机允许的过载倍数，Idm=IdN；z表示负载系数，IdL=zIdN；n为调速系统开环机械特性的额定稳态速降n*为给定转速；Tn为小惯性环节时间常数的和；Tm为机电时间常数。n 空载起动过度过程时间ts的计算分两步1.计算转速上升时间t22.计算退保和超调恢复时间tv(注意计算基准，参习题集【例题2-4】。解解:设理想空载起动时z =0。由例题2-1和2-2已知数据:=1.5，R=0.5,IdN=136A,nN=1
74、460r/min,Ce=0.132V.min/r,Tm=0.18s,Tn=0.0174s。当h=5时,由表2-7查得:Cmax/Cb=81.2%,代入式(2-84),得:【例题2-3】试按退保和超调量的计算方法计算例题2-2中调速系统空载起动到额定转速时的转速超调量,并检验它是否满足设计要求。能满足设计要求。值得注意的问题根据3个例题的计算结果，三个问题是值得注意:转速的退保和超调量与稳态转速有关。反电动势对转速环和超调量的影响。反电动势的影响对电流环来讲可以忽略不计；但对转速环来说，忽略反电动势的条件不一定成立。好在反电动势的影响只会使转速超调量更小，无大碍。这是按上述工程设计方法设计多环控
75、制系统的特点。这样虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非常有利。值得注意的问题：比较内外环开环对数幅频特性，可知:“外环的响应比外环的响应比内环慢内环慢”。在一般模拟控制系统中:ci=(100150)s-1; cn=(2050)s-1 .近代数字控制的脉宽调速系统,可大大降低各环节的时常,并缩短各控制环节的采样周期,使:cn=(100200)s-1。END*2.5 转速超调量的抑制转速微分负反馈n略*2.6 弱磁控制的直流调速系统本节提要调压与弱磁的配合控制非独立控制励磁的调速系统弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调节器的设计 *2.6.1 调压与弱磁
76、的配合控制n概概 述述在他励直流电动机的调速方法中，前面讨论的调电压方法是从基速（即额定转速nN）向下调速。如果需要从基速向上调速，则要采用弱磁调速的方法，通过降低励磁电流，以减弱磁通来提高转速。两种调速方式1. 恒转矩调速方式恒转矩调速方式按照电力拖动原理，在不同转速下长期运行时，为了充分利用电机，都应使电枢电流达到其额定值IN。于是，由于电磁转矩Te =Km I，在调压调速范围内，因为励磁磁通不变，容许的转矩也不变，称作“恒转恒转矩调速方式矩调速方式”。2. 恒功率调速方式恒功率调速方式而在弱磁调速范围内，转速越高，磁通越弱，容许的转矩不得不减少，转矩与转速的乘积则不变，即容许功率不变，是
77、为“恒功率调速方式恒功率调速方式”。由此可见，所谓“恒转矩”和“恒功率”调速方式,是指在不同运行条件下,当电枢电流达到其额定值IN时,所容许的转矩或功率不变,是电机能长期承受的限度。实际的转矩和功率究竟有多少,还要由其具体的负载来决定。恒转矩类型的负载适合于采用恒转矩调速方式,而恒功率类型的负载更适合于恒功率的调速方式。但是,直流电机允许的弱磁调速范围有限,一般电机不超过1:2,专用的“调速电机”也不过是1:3或1:4。调压和弱磁配合控制TeNnNnmax变电压调速弱磁调速UNUPPTeUnO图2-35变压与弱磁配合控制特性 当负载要求的调速范围更大时，就不得不采用调压和弱磁配合控制的办法，即
78、在基速以下保持磁通为额定值不变，只调节电枢电压，而在基速以上则把电压保持为额定值，减弱磁通升速，这样的配合控制特性示于下图。从图中可知：调压与弱磁配合控制只能在基速以上满足恒功率调速的要求，在基速以下，输出功率不得不有所降低。*2.6.2 非独立控制励磁的调速系统非独立控制励磁的调速系统1. 系统设计要点：系统设计要点：在基速以下调压调速时,保持磁通为额定值不变;在基速以上弱磁升速时,保持电压为额定值不变;弱磁升速时,由于转速升高,使转速反馈电压也随着升高Un,因此必须同时提高转速给定电压Un*,否则转速不能上升。2.独立控制励磁的调速系统独立控制励磁的调速系统结构-AFR+GTFCUif-V
79、FCU*ifRP2MTGnASRACRU*nRP1-UnUiU*i+-UcTAVM+-UdIdUPE+TGM图中:RP2给定电位器;AFR励磁电流调节器;VFC励磁电流可控整流装置工作原理在基速以下调压调速时， RP2不变保持磁通为额定值，用RP1调节转速，此时，转速、电流双闭环系统起控制作用。在基速以上弱磁升速时， 通过RP2减少励磁电流给定电压，从而减少励磁磁通，以提高转速；为保持电枢电压为额定值不变，同时需要调节RP1 ，以提高电压。 由于需要分别调节RP1和RP2，因此称为独立控独立控制励磁的调速系统制励磁的调速系统。3.非独立控制励磁的调速系统 在调压调速系统的基础上进行弱磁控制，调
80、压与调磁的给定装置不应该完全独立，而是要互相关联的。从上图可以看出，在基速以下，应该在满磁的条件下调节电压，在基速以上，应该在额定电压下调节励磁，因此存在恒转矩的调压调速和恒功率的弱磁调速两个不同的区段。实际运行中，需要选择一种合适的控制方法，可以在这两个区段中交替工作，也应该能从一个区段平滑地过渡到另一个区段中去，下图便是一种已在实践中证明很方便有效的控制系统，称作非独立控制励磁的调速系统。系统组成TVDAE图2-36非独立控制励磁的调速系统TGnASRACRU*nRPn-UnUiU*i-UcTAVM-UdIdUPE-AFR+Uif+UPEFU*if+RPeAERUi-U*eUeTAFUvT
81、GM+Ucf-图中：TVD电压隔离器;AE电动势运算器;AER电动势调节器工作原理n控制的基本思想根据E =Ke n 原理，若能保持电动势E不变，则减少电动机的励磁磁通，可以达到提高转速的目的。 为此，在励磁控制系统中引入电动势调节器AER，利用电动势反馈，使励磁系统在弱磁调速过程中保持电动势E 基本不变。电动势的检测电动势的检测由于直接电动势比较困难，因此，采用间接检测的方法。通过检测电压Ud 和电流Id，根据E=Ud RId + LdId/dt，由电动势运算器AE，算出电动势E 的反馈信号Ue。电动势的给定由RP2提供基速时电动势的给定电压Ue*，并使Ue*= 95% UN。控制过程n在基
82、速以下调压调速在基速以下调压调速设置n95% UN，则，EUe ，AER饱和，相当于电势环开环。AER的输出限幅值设置为满磁给定，加到励磁电流调节器AFR，由AFR调节保持磁通为额定值。用RP1调节转速，此时，转速、电流双闭环系统起控制作用。n在基速以上弱磁升速在基速以上弱磁升速: 调节RP1提高转速给定电压，使转速上升。当n95% UN 时,E95%UN，使Ue*Ue，AER开始退饱和,减少励磁电流给定电压,从而减少励磁磁通,以提高转速。系统运行分析n如果负载是恒功率负载，则Id 和Ud都保持满磁时的稳态值不变；n如果是恒转矩负载，则随着下降，Id 和Ud 都上升，所以在电动势给定设置时留有
83、5%的余量，让Ud可以上升到100%UN。AE的设计n反电势信号的重构反电势信号的重构根据直流调速系统主电路回路方程可采用运算放大器组成模拟计算电路来实现AE。（2-96）2.6.3 弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调节器的设计系统转速调节器的设计前面讨论的直流电动机数学模型都是在恒磁通条件下建立的,它不能适用于弱磁过程。当磁通为变量时，参数Ce 和和 Cm 都不能再看作常数，而应被Ke 和和 Km 所取代，这时式（1-48）和（1-49）所表示的电动势和电磁转矩应改成。n变参数直流电动机数学模型（2-97） （2-98） （2-99） 这里，T
84、m不能再视作常数。机电时间常数电磁转矩方程电动势方程弱磁过程的直流电动机动态结构图2-37弱磁过程直流电动机的动态结构图励磁电流与磁通之间的非线性函数关系可用饱和曲线表示注意图2-37是包含线性与非线性环节的结构图，其中只有线性环节可用传递函数表示。乘法器等非线性环节的输入与输出变量只能是时间函数，因此各变量都用时间函数标注。非线性环节与线性环节的连接纯属结构上的联系，在采用仅适用于线性系统的等效变换时须十分慎重。由于在弱磁过程中直流电动机是一个非线性对象，如果转速调节器ASR仍采用线性的PI调节器，将无法保证在整个弱磁调速范围内都得到优良的控制性能。为了解决这个问题，原则上应使ASR具有可变
85、参数，以适应磁通的变化。一种简单的办法是在ASR后面增设一个除法环节，使其输出量（表示Te*）除以磁通 后再送给ACR作为输入量，如图2-38所示。n 转速调节器的设计转速调节器的设计图2-38弱磁控制系统中的转速环结构框图忽略电流环小时间常数时忽略电流环小时间常数时两个非线性环节对消两个非线性环节对消如果忽略电流环小时间常数1/Kl 的影响，则 和 两个非线性环节相邻，可以对消，使ASR的控制对象简化成线性的。于是，ASR便可按一般适用于线性系统的方法来设计。在基速以下的恒磁控制时，所设计的ASR仍能适用。在微机数字控制系统中，调节器的参数可以随磁通实时地变化，就可以考虑电流环小时间常数的影响了。本章小结本章小结本章以转速、电流双闭环直流调速系统为重点介绍了多环控制系统的结构、控制规律、性能特点和设计方法。采用模拟PI调节器控制的转速、电流双闭环直流调速系统是V-M系统的经典控制结构，曾经得到广泛的应用。熟悉和掌握本章内容是学习电力传动控制系统的基本要求和重要基础。
