ch双击防小实用实用教案

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1、共源级源跟随(n su)器共栅级共源共栅级1第1页/共100页第一页，共101页。放大器的输入输出特性(txng)2区间(q jin)小a0:工作偏置(pin zh)点a1:小信号增益基本概念第2页/共100页第二页，共101页。3模拟(mn)(mn)电路设计的八边形法则第3页/共100页第三页，共101页。共源级4采用电阻负载的共源级采用二极管连接的负载的共源级采用电流(dinli)源负载的共源级工作在线性区的MOS为负载的共源级带源极负反馈的共源级第4页/共100页第四页，共101页。5采用(ciyng)(ciyng)电阻负载的共源级CS-CS-大信号分析（=0=0）电阻负载CS输入输出关

2、系的具体(jt)描述：VinVTH M1截止，Vout=VDDVTH VinVout+VTH M1处在线性区第5页/共100页第五页，共101页。6MOSMOS管工作(gngzu)(gngzu)在深线性区的等效电路MOS管工作在深线性区，等效为一个(y )线性电阻第6页/共100页第六页，共101页。7由于在线性区跨导会下降，通常要保证VoutVin-Vth,即工作在A点左侧。其中用MOS工作在饱和区表征(bio zhn)输入输出特性，并把它的斜率看作小信号增益(a)(b)(c)问题：图a和图c中的Vin，Vout是否表示(biosh)同一个参数第7页/共100页第七页，共101页。8问题：

3、电阻负载共源级的ID(Vin)、gm（Vin）的曲线是什么(shn me)样子呢？第8页/共100页第八页，共101页。9电阻(dinz)负载共源级的ID(Vin)、gm（Vin）临界(ln ji)(ln ji)饱和点A A问题：图（b b）中临界饱和点（A A）gmgm最大，设为静态工作(gngzu)(gngzu)点放大器可获得最大增益。这种说法对吗？为什么？A AM M1 1在饱和区M M1 1在线性区g gm m= =(V(Vgsgs-V-VT T) )V VinAinA- -V VT Tg gm m= =VVDSDSV VinAinAV VinAinA- -V VT T第9页/共100

4、页第九页，共101页。考虑沟道(udo)长度调制效应时CS增益(0)10RD很大时，M1的沟道调制效应(xioyng)会变得更加显著第10页/共100页第十页，共101页。11电阻(dinz)(dinz)负载共源级的小信号等效电路第11页/共100页第十一页，共101页。12晶体管的本征增益，即单个器件能够得到的最大电压(diny)(diny)增益，大约为10103030，通常假设第12页/共100页第十二页，共101页。例：W/L=50/0.5,RD=2K,=0，VDD=3V13如果M1工作在饱和区，而且ID1=1mA,求电路的小信号(xnho)增益使M1工作在线性区的边缘的输入电压为多少？

5、此时的小信号(xnho)电压增益是多少？使M1进入线性区50mV的输入电压为多少？此时的小信号(xnho)电压增益是多少？作业(zuy)：3.3第13页/共100页第十三页，共101页。14简单电阻负载(fzi)CS放大器的设计参数固定设计参数: Cox,VTH, (: Cox,VTH, (由制造(zhzo)(zhzo)工艺决定) )设计目标: : 一定大小的放大器增益 Av= -gmRD (Avmax= Av= -gmRD (Avmax= ？) )设计可变参数:VDD,ID,Vin,W/L,RD (VDD:VDD,ID,Vin,W/L,RD (VDD通常也是固定的) )附加设计条件: :功耗

6、大小要求；输入、输出电压范围( (摆幅) )限制条件:MOS:MOS管必须工作在饱和状态输出( (s sh h c ch h ) )电压摆幅第14页/共100页第十四页，共101页。15增大增益的方法：增大宽长比会导致较大的器件电容，从而影响运放的带宽,高频响应变差增大VRD 会限制最大电压摆幅（VDD-VRD=Vin-VTH)减小ID 如果VRD不变，导致RD增大，版图(bnt)面积，电阻噪声，放大器速度(输出节点时间常数RC )，沟道调制效应的影响 (r0 与RD更接近)可见，电路表现出增益、带宽、电压(diny)摆幅、速度之间的折衷关系。电阻负载(fzi)CS(fzi)CS放大器设计参

7、数的制约关系总之，若为提高增益而使 R RD D，就会导致输出电压的摆幅，版图面积，电阻噪声，放大器速度，此外，电阻的工艺偏差大，因此电阻负载CSCS放大器一般不常用。第15页/共100页第十五页，共101页。采用(ciyng)二极管连接的负载的共源级16MOSMOS管二极管连结(lin ji)(lin ji)并导通时,Vg=Vd,Vg=Vd,显然, ,不论是NMOSNMOS还是PMOSPMOS管, ,均工作在饱和区!二极管连接(linji)(linji)的MOSMOS管的工作状态第16页/共100页第十六页，共101页。二极管连接的MOS管的小信号等效电阻(dinz)无体效应17第17页/

8、共100页第十七页，共101页。18二极管连接二极管连接(linji)的的MOS管的小信号等效管的小信号等效电阻电阻有体效应有体效应二极管连接的MOSMOS管从源极看进去的小信号等效(dn xio)(dn xio)电阻：测量(cling)(cling)电阻的电路小信号等效电路第18页/共100页第十八页，共101页。结论：当考虑体效应(xioyng)后，二极管连接的MOS管源极所看到的阻抗变得更小了。19问题：如何直观解释上面(shng min)这种现象？第19页/共100页第十九页，共101页。20MOS二极管连接负载二极管连接负载(fzi)的共源极的增益（的共源极的增益（ 0 ）如果(r

9、gu)(rgu)忽略随输出电压的变化，增益与偏置电流或偏置电压无关（只要MOSMOS管工作在饱和区），即输入与输出呈线性。NMOSNMOS二极管PMOSPMOS二极管R Rinin1/(g1/(gm2m2+g+gmb2mb2) )R Rin in 1/g 1/gm2m2V Vbsbs00V Vbsbs=0=0第20页/共100页第二十页，共101页。21MOS二极管连接负载二极管连接负载(fzi)的共源极的增益的共源极的增益（0）NMOSNMOS负载(fzi)(fzi)时，00，00PMOSPMOS负载(fzi)(fzi)时， 0 0，=0=0R Rinin=1/(g=1/(gm2m2+g+g

10、mb2mb2)/r)/r0202R Rinin=(1/g=(1/gm2m2)/r)/r0202也可用大信号进行增益推导第21页/共100页第二十一页，共101页。22MOS二极管连接负载(fzi)共源级的缺点（一）则有：通常(tngchn(tngchng)g)：于是(ysh)(ysh)：若(W/L)2=1，则(W/L)11 ; (WL)1很大, 若(W/L)1=1，则(W/L)21, (WL)2也很大,无论如何，高增益会造成晶体管的沟道宽度或沟道长度过大而不均衡，会导致要么输入寄生电容太大或输出寄生电容太大，从而减小3dB带宽。这体现了增益与速度(带宽)的矛盾!若需A AV V=-10=-1

12、MOS二极管连接(linji)(linji)负载共源级的缺点（二）采用二极管连接的负载(fzi)(fzi)的共源级的输出电压摆幅受过驱动电压的约束第23页/共100页第二十三页，共101页。24设电源电压 VDD=3V, |VTN|= |VTP| =0.7V ,Von1 = VGS1-VTH1= Vin-VTH1 VDD=3V, |VTN|= |VTP| =0.7V ,Von1 = VGS1-VTH1= Vin-VTH1 0.2V, AV=-100.2V, AV=-10则 |VGS2| | AV | Von1+| VTH2 | = 2.7V |VGS2| | AV | Von1+| VTH2

13、| = 2.7V |VDS2 | = | VGS2 | 2.7V |VDS2 | = | VGS2 | 2.7V故 Vout=VDD- | VDS2 | 3-2.7=0.3V (M2) Vout=VDD- | VDS2 | 3-2.7=0.3V (M2)M1M1饱和要求: Vout= VDS1VGS1-VTH1 = Von1 =0.2V. : Vout= VDS1VGS1-VTH1 = Von1 =0.2V. 故VoutVout的变化范围仅有0.2V0.2V0.3V0.3V，输出(shch)(shch)电压摆幅非常小。第24页/共100页第二十四页，共101页。福州大学物信学院(xuyun)2

14、5采用二极管连接的负载的共源级的输出(shch)(shch)电压摆幅受阈值电压的约束问题(wnt)(wnt)：I1I1越来越接近 0 0时（不考虑亚阈值导电）, , VGS2=VGS2=？Vout=Vout=？MOSMOS二极管连接负载共源级的缺点（三）第25页/共100页第二十五页，共101页。福州大学物信学院(xuyun)26具有阶跃偏置电流的二极管连接(linji)器件I1I1越来越接近 0 0时, , 忽略漏电流的影响(yngxing), , VGS (yngxing), , VGS 越来越接近 VTH VTH， VGSVTH2, VGSVTH2, 因此 VoutVDD-VTH2 !

15、VoutVDD-VTH2 !如果考虑亚阈值导电的话，得到图b b的电路。第26页/共100页第二十六页，共101页。27问题: Vin: Vin , Vout , Vout , , 又 VoutVin-VTH1 VoutVin-VTH1 (M1(M1饱和要求) )故存在(cnzi)Vin max, (cnzi)Vin max, 那么Vin Vin max =?max =?MOSMOS二极管连接负载(fzi)(fzi)共源级的缺点（四）采用二极管连接(linji)的负载的共源级在增益比较高时，输入电压范围比较窄。第27页/共100页第二十七页，共101页。28求上例中求上例中Vinmax=? 设

16、电源电压 VDD=3V, | AV |=10, |VTN|= |VTP| =0.7V VDD=3V, | AV |=10, |VTN|= |VTP| =0.7V M1 M1临界(ln ji)(ln ji)饱和时:Vout = Von1 = VGS1-VTH1= Vinmax-:Vout = Von1 = VGS1-VTH1= Vinmax-VTH1VTH1又 |VGS2| = | AV | (Vinmax-VTH1) +| VTH2 | |VGS2| = | AV | (Vinmax-VTH1) +| VTH2 |又 Vout + | VGS2 | = VDD Vout + | VGS2 |

17、= VDD (Vinmax-VTH1) (1+ | AV | ) +| VTH2 |= VDD (Vinmax-VTH1) (1+ | AV | ) +| VTH2 |= VDD Vinmax = (VDD - | VTH2 |) / (1+ | AV | ) + VTH1 Vinmax = (VDD - | VTH2 |) / (1+ | AV | ) + VTH1 Vinmax = (3 0.7) / (1+ 10 ) + 0.7=0.91V Vinmax = (3 0.7) / (1+ 10 ) + 0.7=0.91V又 Vin-VTH1 0.2V Vin-VTH1 0.2V 0.9V

18、Vin 0.91V 0.9V Vin 0.91V易见，M1M1的输入电压范围(fnwi)(fnwi)非常窄! !第28页/共100页第二十八页，共101页。MOS二极管连接(linji)负载共源级的缺点采用二极管连接负载的共源级的增益是器件尺寸的比较弱的函数采用二极管连接的负载的共源级的输出电压摆幅受过驱动电压的约束采用二极管连接的负载的共源级的输出电压摆幅受阈值电压的约束采用二极管连接的负载的共源级在增益比较高时，输入(shr)电压范围比较窄。第29页/共100页第二十九页，共101页。30采用(ciyng)(ciyng)二极管连接的负载的共源级的输入输出特性M1工作(gngzu)区从截止区

19、饱和区线性区第30页/共100页第三十页，共101页。31MOS二极管连接共源极的最大输出(shch)电压若上图中M2M2的栅极接一个固定电压(diny)Vb(diny)Vb结果又如何? ?M1M1截止(jizh(jizh) )第31页/共100页第三十一页，共101页。32MOS二极管连接共源极的最大输出(shch)电压M1M1截止(jizh(jizh) )第32页/共100页第三十二页，共101页。MOS二极管连接(linji)的共源级优化的方法33设Is=0.75I1，则又要得到10倍的增益，M2管子的过驱动电压只需是M1的2.5倍,与不加IS相比，相同增益下可增加输出(shch)电

20、压摆幅对于给定的过驱动电压，该电路可得到4倍于不加支路电流源的共源级的增益第33页/共100页第三十三页，共101页。例：计算小信号(xnho)电压增益34（W/L)1=50/0.5；(W/L)2=10/0.5；ID1=ID2=0.5mA；VDD=3V,0作业：3.1（注：为简化计算，运用(ynyng)公式gm和ID时，不考虑的影响）比较：哪种负载(fzi)的增益大？第34页/共100页第三十四页，共101页。35MOS二极管连接(linji)负载共源极的小结NMOS增益AV(W/L)1/(W/L)21/2 = Von2/ Von1。增益AV不高(一般10)，且输入、输出摆幅小，这一特点限制了

21、它的应用(yngyng)。它的优点是增益与电流ID无关，放大器的线性特性好，大信号下也如此。二极管连接的MOS管常用来构成有源电流镜。有改善AV不高、输出摆幅小这一缺点的电路，但效果不是特别明显。第35页/共100页第三十五页，共101页。导致输出(shch)电压摆幅的减小36增大(zn d)增益问题：如何解决增益与输出电压(diny)摆幅的矛盾呢？第36页/共100页第三十六页，共101页。采用(ciyng)电流源负载的共源级37M2的输出阻抗和M2的最小Vds之间的联系较弱，通过简单地增加M2的沟道宽度，就可以使减小到几百个毫伏，增大输出摆幅增益与ID的平方根成反比!输出偏置电压Vb没有

22、完全确定(qudng)，需反馈环路钳制Vout,共源级偏置才能稳定若ro2不够大，在保持相同的过驱动电压和电流ID的同时增大M2的长和宽可获得小的。但增大了输出结点电容若ro1不够大，增大M1的长时，M1的长和宽需按比例增加，因为对于给定漏电流，M1过驱动电压（Vout,min）与成反比，gm1都与成正比第37页/共100页第三十七页，共101页。38采用电流(dinli)(dinli)源负载的共源级（ro2ro2很大，M2M2接近理想电流(dinli)(dinli)源）1.1.若W1W1、IDID不变, L(r01 ), AV, L(r01 ), AV，但过驱动电压VonVon，输出电压

23、摆幅，若同时保持VonVon不变( (即摆幅不变) ) ，则需W W ，这会导致寄生电容, , 放大器带宽(di (di kun)kun)。这充分体现了模拟设计中的增益、摆幅、带宽(di kun)(di kun)之间的折衷关系。( (电阻负载CSCS中 ID ID不变, RD, AV, , RD, AV, 摆幅一定)2.2.若L L、IDID不变, W, AV, W, AV，过驱动电压Von Von ，输出电压摆幅 , ,这会导致寄生电容, , 放大器带宽(di kun)(di kun)。这体现了模拟设计中的增益、摆幅、带宽(di (di kun)kun)之间的折衷关系。3.3.若W W、L

24、L不变，ID, AV, ID, AV, 过驱动电压Von, Von, 摆幅, , 放大器速度(ID), (ID), 这体现了增益、摆幅、速度之间的折衷关系。第38页/共100页第三十八页，共101页。39电流源负载共源级的输出电压电流源负载共源级的输出电压(diny)摆幅问摆幅问题题记Von=VGS-VTVon=VGS-VT，常称VonVon为MOSMOS管的过驱动电压, ,它表征(bio zhn)MOS(bio zhn)MOS管工作电流的大小M1M1、M2M2饱和(boh)(boh)要求: :V Von1on1 =V =Vinin - - V VTNTN V Voutout V Vb b +

25、| +| V VTP TP | | = V= VDDDD V Von2on21.1.输出电压摆幅与V Vinin、 V Vb b有关( (也常说成与V Von1on1、 V Von2on2有关, ,两种说法是一致的) )。保持I ID D不变, ,若( (W/L)W/L)1,21,2，V Von1on1、2 2 ,V ,Vinin, V, Vb b , , 摆幅增加 ( (反之减小) )。但(WL)(WL)，寄生电容，高频性能变差，f f3dB3dB 。此即摆幅与带宽的折衷。2.2.若保持( (W/L)W/L)1,21,2不变， I ID D (I(ID D 增加一般来说放大器速度也增加),

26、 ), V Von on , V, Vinin , V , Vb b , , 摆幅减小( (反之增加) )。此即速度与摆幅的折衷。第39页/共100页第三十九页，共101页。例:(W/L)1=50/0.5,(W/L)2=50/2,ID1=ID2=0.5mA,管子(gunzi)都处于饱和区(gm计算时忽略的影响）401.计算小信号(xnho)电压增益。2.计算两个管子都处于饱和区时，输出电压的最大摆幅。作业(zuy)：3.2第40页/共100页第四十页，共101页。41电流源负载电流源负载(fzi)共源级的静态工作点问题共源级的静态工作点问题若M1M1、M2M2饱和(boh)(boh)，不考虑沟

27、道长度调制效应（即=0=0），则：上式与VoutVout大小无关！，即表示若M1M1、M2M2饱和， VoutVout可以为任意(rny)(rny)值！这显然与实际不符！静态时( (V Vinin、 V Vb b为一固定常数) )， V Voutout的大小由沟道长度调制效应 ( (1 1、2 2) )决定，若不考虑沟道长度调制效应则无法求得静态工作点，这种情况叫静态工作点无法“目测” n n(W/L)(W/L)1 1(V(Vinin-V-VTNTN) )2 2(1+(1+ nVnV0 0 )= )= P P(W/L)(W/L)2 2(V(VDDDD-V-Vb b-|V-|VTPTP|)|)2

28、 21+1+ p p(V(VDDDD-V-V0 0)考虑沟道长度调制效应（即 0 0），则第41页/共100页第四十一页，共101页。42二极管连接的二极管连接的MOS负载负载(fzi)的共源级的静态点的共源级的静态点静态(jngti)(jngti)工作点可以“目测”若不考虑沟道(u do)(u do)长度调制效应：第42页/共100页第四十二页，共101页。43工作工作(gngzu)在线性区的在线性区的MOS负载的共源级负载的共源级（一）（一）如何(rh)(rh)确定VbVb？M2 M2 导通需满足: Vb-VDDVTH2, : Vb-VDDVTH2, 即 VbVDD+VTH2 VbVDD+

29、VTH2M2M2工作(gngzu)(gngzu)在深线性区需满足: : VDD-Vout2(VDD-Vb+VTH2),VDD-Vout2(VDD-Vb+VTH2),即: VbVDD/2+VTH2+Vout/2: VbVDD/2+VTH2+Vout/2Vb Vb 、 (W/L)2 (W/L)2 还应满足 Ron2 Ron2 大小的要求，即增益的要求第43页/共100页第四十三页，共101页。工作(gngzu)在线性区的MOS负载的共源级（二）44负载Ron2对p、Cox,Vb,和Vthp都很依赖，而且p、Cox和Vthp随工艺和温度的改变而改变，导致Ron2变化(binhu)幅度大，进而影响增益

30、的变化(binhu)幅度大。故这种放大器很少采用!优点：这种工作在线性区的MOS负载消耗的电压余度要小于二极管链接的负载第44页/共100页第四十四页，共101页。45带源极负反馈的共源级的大信号带源极负反馈的共源级的大信号(xnho)分析分析(=0，=0) 第45页/共100页第四十五页，共101页。带源极负反馈的共源级的小信号(xnho)分析(=0，=0)46第46页/共100页第四十六页，共101页。47带源极负反馈的共源级带源极负反馈的共源级(=0，=0)从源级看进去(jn q)(jn q)的阻抗源级反馈(fnku)(fnku)电阻漏极点(jdin)(jdin)所看到的电阻带源级负反馈

31、的共源级增益的大小看成在漏极结点所看到电阻除以源级通路上的总电阻第47页/共100页第四十七页，共101页。例：=0，求下图电路(dinl)的小信号增益48第48页/共100页第四十八页，共101页。49带源极负反馈的共源级带源极负反馈的共源级(=0，=0)注意到 M2 M2 连接为二极管，故其小信号等效(dn xio)(dn xio)电阻为 1/gm21/gm2。于是，AV=-RD/(1/gm1+1/gm2)AV=-RD/(1/gm1+1/gm2)Rin= 1/g1/gm2m2从源级看进去的阻抗(zkng)(zkng)源级反馈电阻(dinz(dinz) )负载电阻第49页/共100页第四十

32、九页，共101页。50RS=0RS=0、 RS 0 RS 0饱和(boh)(boh)区漏电流和跨导曲线的差异（1 1）Rs=0Rs=0：（2 2）RsRs0:0:R RS S= =0 0R RS S 0 0(a)在小电流(dinli)时，导通特性同Rs=0的情况(b)Vin gm Gm接近(jijn)1/Rs第50页/共100页第五十页，共101页。51在讲解考虑沟道(u do)(u do)调制效应和衬偏效应(0(0，0)0)，的带源极负反馈的共源级之前我们先来看一个辅助定理！第51页/共100页第五十一页，共101页。52辅助辅助(fzh)定定理理在线性电路中，电压增益Av=-GmRoutA

33、v=-GmRout，其中GmGm表示输出对地短接时电路的跨导；RoutRout表示当输入电压为零时(ln sh)(ln sh)电路的输出电阻。如上图所示。如果电路的GmGm、RoutRout可以通过观察确定，这个辅助定理将会非常有用。Vout=-IoutRoutVout=-IoutRout，定义(dngy)Gm=Iout/Vin(dngy)Gm=Iout/Vin，则Vout =-GmVinRoutVout =-GmVinRout Av=Vout/Vin=-GmRout Av=Vout/Vin=-GmRout第52页/共100页第五十二页，共101页。53带负反馈的共源级的等效带负反馈的共源级的

34、等效(dn xio)跨导跨导Gm00，00第53页/共100页第五十三页，共101页。54带负反馈共源极的输出电阻带负反馈共源极的输出电阻Rout输出电阻比不带RSRS时增大(zn (zn d)d)了(gm+gmb)RS(gm+gmb)RS倍! !推出Iro第54页/共100页第五十四页，共101页。55带负反馈的共源级带负反馈的共源级(0，0)由辅助(fzh)(fzh)定理, , 得: :第55页/共100页第五十五页，共101页。56恒流源负载恒流源负载(fzi)、带源极负反馈的共源级的增益、带源极负反馈的共源级的增益AVAV与RSRS无关：IoIo是理想电流源，流过电阻RsRs的电流几乎

35、不会改变，因此RsRs上的小信号(xnho)(xnho)压降等于0 0，似乎电阻RsRs本身为零一样第56页/共100页第五十六页，共101页。例：3.2457(W/L)1=50/0.5,RD=2K,Rs=2001.如果ID=0.5mA,计算小信号电压增益2.假设(jish)=0，计算使M1处于线性区边缘的输入电压，并求出此时的电压增益作业(zuy)：3.24第57页/共100页第五十七页，共101页。58带源级负反馈电阻带源级负反馈电阻(dinz)的的CS放大器小结放大器小结1.因引入负反馈电阻因引入负反馈电阻RS , AV , 输入线性范围输入线性范围,常在高线性的常在高线性的V/I变换电

36、路中用变换电路中用作差分输入级的半电路。作差分输入级的半电路。2.因输出阻抗较高因输出阻抗较高, 利用该特性利用该特性(txng)可在可在MOS管的源级加入负反馈电阻以构管的源级加入负反馈电阻以构成高性能电流源。成高性能电流源。3.因负反馈电阻因负反馈电阻RS的引入的引入, 输出电压允许的最小值增加输出电压允许的最小值增加, 即输出摆幅即输出摆幅。即因此。即因此多消耗了一些电压余度。多消耗了一些电压余度。第58页/共100页第五十八页，共101页。59源跟随器及其大信号源跟随器及其大信号(xnho)分析分析（=0）问题(wnt): M1(wnt): M1会随VinVin而进入线性区吗? ?（

37、Vin VDD) Vin VDD)输入输出特性(txng)呈现非线性第59页/共100页第五十九页，共101页。60源跟随源跟随(n su)器及其小信号等效电路（器及其小信号等效电路（=0）第60页/共100页第六十页，共101页。61源跟随(n su)器的输出电阻（=0）衬偏效应(xioyng)(xioyng)使源跟随器的输出电阻减小了！第61页/共100页第六十一页，共101页。62衬偏效应(xioyng)(xioyng)等效于在输出端接了一个电阻1/gmb1/gmb这仅对源跟随器是正确的！第62页/共100页第六十二页，共101页。63恒流源偏置(pin zh)源跟随器(本征源跟随器）的

38、增益1 1= = 2 2 =0 0，1 100戴维南等效(dn xio)(dn xio)第63页/共100页第六十三页，共101页。64恒流源负载(fzi)的源跟随器1 1 0 0， 2 2 0 0，1 100输出(shch)(shch)端视在输入阻抗第64页/共100页第六十四页，共101页。65例：计算下图电路的电压(diny)增益AV1 1 0 0, , 2 2 0 01 100, , 2 200第65页/共100页第六十五页，共101页。66例：计算下图电路的电压(diny)增益AV输出端视(dun (dun sh)sh)在输入阻抗1 1 0 0, , 2 2 0 0从M2M2源端看进

39、去(jn q)(jn q)的阻抗为：1 100, , 2 200从M M1 1源端看进去的阻抗为：M M1 1衬偏效应的等效电阻第66页/共100页第六十六页，共101页。源跟随(nsu)器的缺点：67由于体效应(xioyng)导致输入输出特性的非线性由于电平移动导致电压余度的消耗差的驱动能力源跟随器最一般的应用是完成(wn chng)电平移动和做电压缓冲器。第67页/共100页第六十七页，共101页。源跟随(nsu)器缺点一：68输入输出特性(txng)的非线性阈值电压(diny)Vth与源极电压(diny)的非线性第68页/共100页第六十八页，共101页。69消除由体效应(xioyng)

40、引起的非线性PMOS源跟随器第69页/共100页第六十九页，共101页。701.1.仅有CS CS 放大器， M1 M1工作(gngzu)(gngzu)在饱和区时: : 2.2. VXVonM1=Vin-VTH1 VXVonM1=Vin-VTH12. 2. 加上源跟随器后， M3 M3工作(gngzu)(gngzu)在饱和区时: : VX VGS2+VonM3= VGS2+(Vb-VTH3) VX VGS2+VonM3= VGS2+(Vb-VTH3)用作电平移动(ydng)(ydng)的源跟随器会消耗电压余度( (减小输出摆幅) )源跟随器缺点二：第70页/共100页第七十页，共101页。源跟

41、随(nsu)器缺点三：71(a)(a)源跟随(n su)(n su)器（b)b)驱动负载电阻的共源级在高频装置中需要驱动(q dn)(q dn)一个5050的外部终端负载（负载阻抗相对较小）源跟随器并不是必须的有效的驱动器第71页/共100页第七十一页，共101页。72例:源极跟随(n su)器的应用1.1.如图a a在所关心的频率下C1C1交流短路，求AVAV？M1M1工作在饱和(boh)(boh)区时，输入端允许的最大直流电平为多少？A AV V=-g=-gm1m1rr0101/r/r0202/(1/g/(1/gm2m2) )V VinmaxinmaxVVDDDD-|V-|VGS2GS2

42、|+V|+VTNTN第72页/共100页第七十二页，共101页。732.2.为了允许接近VDDVDD的输入直流电平，电路改为(b)(b)图所示，M2M2、M3M3的栅源电压应满足什么样的关系才能保证(bozhng)M1(bozhng)M1个工作在饱和区？若Vin=VDDVin=VDD，则VX=VDD-VGS3VX=VDD-VGS3，要保证M1M1工作(gngzu)(gngzu)在饱和区，则有： VDD-VGS3-VTNVDD-|VGS2| VDD-VGS3-VTNVDD-|VGS2|，即VGS3+VTN VGS3+VTN |VGS2|VGS2|第73页/共100页第七十三页，共101页。源跟随

43、(nsu)器特性总结由于体效应导致的非线性由于电平移动导致电压余度的消耗（输出摆幅的减小）差的驱动能力源跟随器一般的应用是完成(wnchng)电平移动和电压缓冲器的作用作业(zuy)：3.17（a);第74页/共100页第七十四页，共101页。75共栅放大器电容(dinrng)(dinrng)耦合的共栅级输入(shr)(shr)输出特性直接(zhji)(zhji)耦合的共栅级1.1.当M1M1处于关断状态，2.2.当M1M1处于饱和状态VoutVout下降3.Vin3.Vin减小，最终M1M1进入线性区临界点：第75页/共100页第七十五页，共101页。76共栅放大器的输入电阻R RD DI

44、IX X+r+r0 0IIX X-(g-(gm m+g+gmbmb)V)VX X=V=VX X特殊特殊(tsh)情况：情况：RD=0,2 2、RDRD为理想电流源输入阻抗将趋近(q jn)(q jn)无穷与源跟随(n su)器结构一样。第76页/共100页第七十六页，共101页。771.1.若= 0= 0，Rin=1/ (gm+gmb)Rin=1/ (gm+gmb)，输入呈现低阻抗特征2.2.只有连接到漏端的负载阻抗很小的情况下，共栅极(shn j)(shn j)的输入阻抗才会相对比较低。3.3.RD RD 减小了(gm+gmb)r0(gm+gmb)r0倍！呈现出阻抗变换特性！结论(jiln)

45、：第77页/共100页第七十七页，共101页。78共栅级放大器的输出电阻RSRS为信号源内阻(ni z)(ni z)与带源极负反馈的共源级的Rout同。第78页/共100页第七十八页，共101页。共栅级放大器的增益(zngy)AV79R RD D作业(zuy)：3.21(a)第79页/共100页第七十九页，共101页。共源共栅结构(jigu)80第80页/共100页第八十页，共101页。81共源共栅放大器（共源共栅放大器（ Cascade ）的偏置）的偏置(pin zh)条件条件1 1、M1 M1 饱和(boh)(boh)时: VX Vin VTH1: VX Vin VTH1，即Vb Vin

46、 VTH1 + VGS2 Vb Vin VTH1 + VGS2 或： Vb Von1 Vb Von1 + VGS2 + VGS2 2 2、M2 M2 饱和(boh)(boh)时: Vout Vb VTH2: Vout Vb VTH2，即: : Vout Von1 + VGS2 VTH2 Vout Von1 + VGS2 VTH2 或： Vout Von1 + Vout Von1 + Von2Von2共栅管M M2 2的增加虽然提高了从M M2 2漏端看进去的阻抗、改善了放大器的频率特性，但输出电压摆幅减小了一个大小等于M M2 2的过驱动电压。这是靠牺牲摆幅来获取带宽和增益的提高。第81页/

47、共100页第八十一页，共101页。82共源共栅放大器输入输出特性共源共栅放大器输入输出特性(txng)输入(shr)(shr)输出特性（关断- -饱和- -线性）为什么VXmax=Vb-VTH2VXmax=Vb-VTH2？VinVin时，M1M1、M2M2谁先进入线性区？谁先进入线性区对恒流特性和输出(shch)(shch)摆幅有何关系? ?当 V VX X V Vinin V VTH1TH1 时 M M1 1 进入线性区当V Voutout V Vb b V VTH2TH2时M M2 2进入线性区容易分析， V Vb b 较小时， M M1 1比M M2 2先进入线性区 R RD D较大时，

48、 M2 2比M1 1先进入线性区问题：第82页/共100页第八十二页，共101页。83共源共栅放大器的小信号共源共栅放大器的小信号(xnho)等效电路等效电路( (1 1= = 0 0， 2 2 = = 0 0，2 200) )输入(shr)(shr)器件产生的漏电流必定流过共源共栅器件，因此电压增益与共源级的电压增益相同。而与M2M2的跨导及体效应无关。第83页/共100页第八十三页，共101页。84例：求下图电路例：求下图电路(dinl)的的AV(假定假定=0)第84页/共100页第八十四页，共101页。85解： (假定(jidng)=0)M1M1的小信号(xnho)(xnho)电流gm1

49、Vingm1Vin被RpRp和向M2M2源端看进去的阻抗1/(gm2+gmb2)1/(gm2+gmb2)分成两部分，故：因Vout=-ID2RDVout=-ID2RD，所以(suy)(suy)：第85页/共100页第八十五页，共101页。86共源共栅放大器的输出电阻共源共栅放大器的输出电阻注意：左边电路的输出阻抗就是(jish)(jish)共源放大器带负反馈电阻RSRS的的输出阻抗上式表示共源共栅结构具有很高的输出阻抗，对提高放大器小信号增益(zngy)(zngy)、提高电流源的恒流特性十分有利，但需要额外的电压余度。第86页/共100页第八十六页，共101页。87应用(yngyng)一：恒流

50、源负载的共源共栅放大器通过使RoutRout最大化来增加(zngji)(zngji)电压增益。恒流源负载的共源共栅放大器的电压增益等于晶体管本征增益的平方第87页/共100页第八十七页，共101页。88理想恒流源如何近似(jn (jn s)s)产生？应用二：共源共栅结构(jigu)构成恒定电流源第88页/共100页第八十八页，共101页。89采用采用(ciyng)PMOS共源共栅负载的共源共栅负载的NMOS共源共栅共源共栅放大器放大器因M1M1、M2M2的高输出阻抗，欲得高增益要求(yoqi)(yoqi)所带负载也必须是高输出阻抗，故负载也常用共源共栅电流源。用共源共栅电流(dinli)(di

51、nli)源近似代替理想恒流源最大输出摆幅：第89页/共100页第八十九页，共101页。90增加增加L与采用共源共栅结构来提高与采用共源共栅结构来提高(t go)增益的比较增益的比较1.1.假定IDID不变，若(a)(a)中L L变为原来的4 4倍而W W保持(boch)(boch)不变，则Vonb=2VonaVonb=2Vona，与(c)(c)中层叠的两个MOSMOS管消耗的电压余度相同2.2.(b)(b)中因gmr0L1/2gmr0L1/2，L4L4倍的结果只是使gmr0gmr0增大两倍，而(c)(c)中共源共栅结构输出增益大约增大为(gmr0)2(gmr0)2倍，同时因(b)(b)中M1M

52、1的跨导是(c)(c)中的1/21/2，这会导致更高的噪声。* *放大器的噪声(zoshng)(zoshng)与用作放大MOSMOS管的跨导gmgm成反比, ,与用作恒流源的MOSMOS管的跨导gmgm成正比。第90页/共100页第九十页，共101页。91共源共栅结构的屏蔽(pngb)特性(1)左图中M2M2、M4M4均工作在饱和区，若A A点电压(diny)(diny)变化VAVA，求VB=VB=？易见，因共栅管M4M4的引入B B点电压的变化(binhu)(binhu)量比A A点减小了(gm4+gmb4)r04(gm4+gmb4)r04倍, , 即M4M4将B B点屏蔽了。第91页/共1

53、00页第九十一页，共101页。92共源共栅结构(jigu)的屏蔽特性(2)1.1.假定 ID1 ID1 是参考电流， ID2 ID2 是输出电流。若 0 0 且 VXVY , VXVY ,静态调整时图a a2.2. ID1-ID2 0.5kn(W/L)(Vb-VTH)2V ID1-ID2 0.5kn(W/L)(Vb-VTH)2V；图b b，一般VP=VQ, ID1 VP=VQ, ID1 与 ID2 ID2 在静态时不存在误差。3.3.动态时因VYVY发生变化导致VQVQ也发生变化, , 因共源共栅的屏蔽特性(txng), ID1 (txng), ID1 与 ID2 ID2 产生的误差为: ID

54、1-ID2 0.5kn(W/L)(Vb1-VTH)2(VY)/(gm4+gmb4)ro4, : ID1-ID2 0.5kn(W/L)(Vb1-VTH)2(VY)/(gm4+gmb4)ro4, 比(a)(a)减小了 (gm4+gmb4)ro4 (gm4+gmb4)ro4倍, ,从而提高了电流镜的匹配精度。偏置(pin (pin zh)zh)电路输出电路第92页/共100页第九十二页，共101页。折叠式共源共栅结构(jigu)93第93页/共100页第九十三页，共101页。94折叠式共源共栅结构(jigu)I ID2D2若I1为非理想(lxing)恒流源,其交流小信号电阻为rI01则流过M2源极及

55、电阻RD的小信号电流ID2为(0 ):第94页/共100页第九十四页，共101页。95折叠(zhdi)(zhdi)共源共栅的输出阻抗与带负反馈的共源级结构(jigu)(jigu)相似表现出的输出阻抗比非折叠的共源共栅的要小，为了(wi le)(wi le)实现高电压增益折叠式共源共栅的负载可以用共源共栅本身来实现第95页/共100页第九十五页，共101页。96共源共栅作负载(fzi)的折叠式共源共栅结构为了(wi le)实现高电压增益第96页/共100页第九十六页，共101页。折叠式共源共栅结构的大信号(xnho)特性97Vin从VDD减小到0 ， M1截止(jizh) ，M1饱和(boh)V

56、in下降，ID2进一步减小，当ID1=I1，ID2=0第97页/共100页第九十七页，共101页。98第98页/共100页第九十八页，共101页。本章重点本章重点(zhngdin)掌握掌握会识别四大类单级放大器（共源级、源跟随器、共栅极、共源共栅级），掌握各种结构的优缺点（如共栅放大器的屏蔽特性等）会画各种单级放大器的小信号等效电路图10, 20，会根据小信号等效电路图求输入阻抗(sh r z kn)、输出阻抗和增益。会用辅助定理求各种单级放大器的增益会分析各种单级放大器的大信号特性即输入-输出特性，随Vin的增大Vout如何变化，管子的工作状态如何变化。Fig3.3(b)；Fig3.11；F

57、ig3.27;Fig3.41;Fig3.52;Fig3.62作业：3.3；3.2；3.3；3.24；3.17（a);3.21(a)第99页/共100页第九十九页，共101页。福州大学物信学院(xuyun)100感谢您的欣赏(xnshng)！第100页/共100页第一百页，共101页。内容(nirng)总结共源级。问题：图a和图c中的Vin，Vout是否表示同一个(y )参数。电阻负载共源级的ID(Vin)、gm（Vin）。故Vout的变化范围仅有0.2V0.3V，输出电压摆幅非常小。输出偏置电压Vb没有完全确定，需反馈环路钳制Vout,共源级偏置才能稳定。输出电阻比不带RS时增大了(gm+gmb)RS倍。衬偏效应等效于在输出端接了一个(y )电阻1/gmb这仅对源跟随器是正确的。输入输出特性。感谢您的欣赏第一百零一页，共101页。

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