通信原理第4章模拟调制系统ppt课件

《通信原理第4章模拟调制系统ppt课件》由会员分享，可在线阅读，更多相关《通信原理第4章模拟调制系统ppt课件（181页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。

1、第第4 4章章 模模拟调制系制系统前往主目前往主目录4.1 4.1 幅度幅度调制制线性性调制的原理制的原理4.2 4.2 线性性调制系制系统的抗噪声性能的抗噪声性能4.3 4.3 非非线性性调制角制角调制的原理制的原理4.4 4.4 调频系系统的抗噪声性能的抗噪声性能4.5 4.5 各种模各种模拟调制系制系统的性能比的性能比较4.6 4.6 频分复用和分复用和调频立体声立体声 通通 信信 原原 理理 4.1 4.1 幅度幅度调制的原理制的原理 调制制 幅度幅度调制的普通模型制的普通模型 调幅幅(AM)(AM) 抑制抑制载波双波双边带调制制DSB-SCDSB-SC 单边带调制制(SSB)(SSB

2、) 残留残留边带调制制(VSB)(VSB) 相关解相关解调与包与包络检波波第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统一、一、一、一、调调制制制制 1 1、调调制的定制的定制的定制的定义义及分及分及分及分类类 调调制：就是按制：就是按制：就是按制：就是按调调制信号基制信号基制信号基制信号基带带信号的信号的信号的信号的变变化化化化规规律去改律去改律去改律去改动动高高高高频载频载波某些参数的波某些参数的波某些参数的波某些参数的过过程。程。程。程。 根据根据根据根据载载波的波的波的波的选择选择, ,调调制分制分制分制分为为两大两大两大两大类类：正弦：正弦：正弦：正弦载载波波波波调调制和脉冲制和脉冲制和脉

3、冲制和脉冲调调制。制。制。制。 正弦正弦正弦正弦载载波波波波调调制延制延制延制延续续波波波波调调制，是用正弦信号制，是用正弦信号制，是用正弦信号制，是用正弦信号作作作作为载为载波的波的波的波的调调制；制；制；制； 脉冲脉冲脉冲脉冲调调制：是用数字信号或脉冲串作制：是用数字信号或脉冲串作制：是用数字信号或脉冲串作制：是用数字信号或脉冲串作为载为载波的波的波的波的调调制。制。制。制。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统根据调制信号的方式，调制可分为模拟调制和数字调制调制信号基带信号是模拟信号的调制是模拟调制；调制信号基带信号是数字信号的调

4、制是数字调制。用正弦波作为载波的模拟调制，就是用取值延续的调制信号去控制正弦载波参数振幅、频率和相位，包括幅度调制和角度调制。幅度调制属线性调制：已调信号是基带信号频谱的平移及线性变换。主要有：调幅AM、双边带调制DSB-SC)、单边带调制SSB-SC)、残留边带调制VSB-SC)。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 角度角度调制属非制属非线性性调制：已制：已调信号不再信号不再坚持原来基持原来基带频谱的构造，其的构造，其频谱会会产生无限的生无限的频谱分量。主要有分量。主要有 调频FM)和和调相相PM两种。两种。2、调制的目的制的目的

5、 调制的本制的本质是是频谱的搬移。的搬移。 调制的制的缘由是由是:从音从音讯变换来的原始信号具有来的原始信号具有较低的低的频谱分量，分量，这种信号在种信号在许多信道中不适宜多信道中不适宜进展展传输，因此，在通，因此，在通讯系系统的的发送端送端经常需求常需求调制制过程，而在其接程，而在其接纳端那么需求端那么需求反反调制制过程程解解调过程。程。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统调制的作用和目的是：1将调制信号基带信号变换成适宜在信道中传输的已调信号频带信号；2实现信道的多路复用，以提高信道的利用率；3减小干扰，提高系统的抗干扰才干；4实

6、现传输带宽与信噪比之间的互换。二、幅度调制的普通模型幅度调制，就是用调制信号去控制高频载波的振幅，使其按调制信号的规律而变化的过程。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.11幅度调制器滤波法的普通模型幅度调制器的普通模型如图4.1-1所示。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统设调制信号m(t)的频谱为M()，冲激呼应为h(t)的滤波器特性为H(),那么该模型输出已调信号的时域和频域普通表示式为sm(t)=m(t)cosct*h(t)(4.1-1)式中，c为载波角频率，H(

7、)h(t)。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由以上表示式可见，对于幅度调制信号，在波形上，它的幅度随基带信号规律而变化；在频谱构造上，它的频谱完全是基带信号频谱构造在频域内的简单搬移(准确到常数因子)。由于这种搬移是线性的，因此幅度调制通常又称为线性调制。图4.1-1之所以称为调制器的普通模型，是由于在该模型中，适中选择滤波器的特性H()，便可以得到各种幅度调制信号。例如，调幅、双边带、单边带及残留边带信号等。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统移相法模型移相法模型*将上

8、式展开，那么可得到另一种方式的将上式展开，那么可得到另一种方式的时域表示式，即域表示式，即式中式中 上式上式阐明，明，sm(t)可等效可等效为两个互两个互为正交正交调制分量制分量的合成。它同的合成。它同样适用于一切适用于一切线性性调制。制。由此可以得到移相法由此可以得到移相法线性性调制的普通模型如下：制的普通模型如下： 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统幅度调制器相移法的普通模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统三、三、三、三、调调幅幅幅幅(AM)(AM) 在在在在图图

9、4 4 - - 1 1 中中中中，假假假假设设h(t)=(t)h(t)=(t)，即即即即滤滤波波波波器器器器H()=1H()=1为为全全全全通通通通网网网网络络，调调制制制制信信信信号号号号m(t)m(t)叠叠叠叠加加加加直直直直流流流流A0A0后后后后与与与与载载波波波波相相相相乘乘乘乘( (见图见图 4.1 - 2) 4.1 - 2)， 就可构成就可构成就可构成就可构成调调幅幅幅幅(AM)(AM)信号信号信号信号. .图4.1-2AM调制器模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统所以SAM()=A0(+c)+(-c)+M(+c)+

10、M(-c)(4.1-4)式中，A0为外加的直流分量；m(t)可以是确知信号，也可以是随机信号(此时，已调信号的频域表示必需用功率谱描画)，但通常以为其平均值m(t)=0。sAM(t)=A0+m(t)cosct=A0cosct+m(t)cosct(4.1-3)由于cosct(+c)+(-c)调幅调幅(AM)信号时域和频域表示式分别为信号时域和频域表示式分别为4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.1-3AM信号的波形和频谱AM波形和频谱如图波形和频谱如图 4.1 - 3 所示。所示。 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原

11、 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由图4.1-3的时间波形可知，当满足条件|m(t)|maxA0时AM信号的包络与调制信号成正比，所以用包络检波的方法很容易恢复出原始的调制信号，否那么，将会出现过调幅景象而产生包络失真。这时不能用包络检波器进展解调，为保证无失真解调，可以采用同步检波器。由图4.1-3的频谱图可知，AM信号的频谱SAM()由载频分量和上、下两个边带组成，上边带的频谱构造与原调制信号的频谱构造一样，下边带是上边带的镜像。因此，AM信号是带有载波的双边带信号，它的带宽是基带信号带宽fH的两倍，即BAM=2fH。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第

12、4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统AM信号在1电阻上的平均功率应等于SAM(t)的均方值。当m(t)为确知信号时，SAM(t)的均方值即为其平方的时间平均，即通常假设调制信号没有直流分量，即=0。因此式中，PC=A02/2为载波功率，PS=/2为边带功率。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由此可见，AM信号的总功率包括载波功率和边带功率两部分。只需边带功率才与调制信号有关。也就是说，载波分量不携带信息。即使在“满调幅|m(t)|max=A0时，也称100调制条件下，载波分量仍占据大部分功率，而含有有用信息的两个边带占有的功率较小。

13、因此，从功率上讲，AM信号的功率利用率比较低。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统四、抑制载波双边带调制DSB-SC在AM信号中，载波分量并不携带信息，信息完全由边带传送。假设将载波抑制，只需在图4.1-2中将直流A0去掉，即可输出抑制载波双边带信号，简称双边带信号DSB。其时域和频域表示式分别为SDSB(t)=m(t)cosct(4.1-6)SDSB()=M(+c)+M(-c)4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.1-4DSB信号的波形和频谱双边带信号DSB波形和频谱如

14、图4.1-4所示。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由时间波形可知，DSB信号的包络不再与调制信号的变化规律一致，因此不能采用简单的包络检波来恢复调制信号，需采用相关解调(同步检波)。另外，在调制信号m(t)的过零点处，高频载波相位有180的突变。由频谱图可知，DSB信号虽然节省了载波功率，功率利用率提高了，但它的频带宽度仍是调制信号带宽的两倍，与AM信号带宽一样。由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的，它们都携带了调制信号的全部信息，因此仅传输其中一个边带即可，这就是单边带调制能处理的问题。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制

15、制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统五、单边带调制(SSB)DSB信号包含有两个边带，即上、下边带。由于这两个边带包含的信息一样，因此，从信息传输的角度来思索，传输一个边带就够了。这种只传输一个边带的通讯方式称为单边带通讯。单边带信号的产生方法通常有滤波法和相移法。1.用滤波法构成单边带信号产生SSB信号最直观的方法是让双边带信号经过一个边带滤波器，保管所需求的一个边带，滤除不要的边带。这只需将图4.1-1中的构成滤波器H()设计成如图4.1-5所示的理想低通特性HLSB()或理想高通特性HUSB()，就可分别取出下边带信号频谱SLSB()或上边带信号频谱SUSB()，

16、如图4.1-6所示。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.15构成SSB信号的滤波特性4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.1-6SSB信号的频谱4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统用滤波法构成SSB信号的技术难点是，由于普通调制信号都具有丰富的低频成分，经调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，这就要求单边带滤波器在fc附近具有峻峭的截止特性，才干有效地抑制无用的一个边带。这就使滤波器的设计和制造

17、很困难，有时甚至难以实现。为此，在工程中往往采用多级调制滤波的方法。2.用相移法构成单边带信号SSB信号的时域表示式的推导比较困难，普通需借助希尔伯特变换来表述。但我们可以从简单的单频调制出发，得到SSB信号的时域表示式，然后再推行到普通表示式。设单频调制信号为m(t)=Amcosmt，载波为c(t)=cosct，两者相乘得DSB信号的时域表示式为4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统保管上边带，那么把上、下边带合并起来可以写成(4.1-8)保管下边带，那么4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制

18、系统模拟调制系统式中，“-表示上边带信号，“+表示下边带信号。Amsinmt可以看成是Amcosmt相移，而幅度大小坚持不变。我们把这一过程称为希尔伯特变换，记为“，那么上述关系虽然是在单频调制下得到的，但是它不失普通性，由于恣意一个基带波形总可以表示成许多正弦信号之和。因此，把上述表述方法运用到式4.1-8，就可以得到调制信号为恣意信号的SSB信号的时域表示式:4.1-94.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统式中，是m(t)的希尔伯特变换。式中符号函数Sgnw=1,w0-1,w0设假设M()为m(t)的傅氏变换，那么的傅氏变换为4.1

19、 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统我们把Hh()称为希尔伯特滤波器的传送函数，由上式可知，它本质上是一个宽带相移网络，表示把m(t)幅度不变，一切的频率分量均相移，即可得到。由式4.1-9可画出单边带调制相移法的模型，如图4.1-10所示。图4.110相移法构成单边带信号4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 相相移移法法构构成成SSB信信号号的的困困难在在于于宽带相相移移网网络的的制制造造， 该网网络要要对调制制信信号号m(t)的的一一切切频率率分分量量严厉相相移移/2，这一一点

20、点即即使使近近似似到到达达也也是是困困难的的。为处理理这个个难题，可可以以采采用用混混合合法法也也叫叫维弗法。弗法。 综上上所所述述： SSB调制制方方式式在在传输信信号号时，不不但但可可节省省载波波发射射功功率率，而而且且它它所所占占用用的的频带宽度度为BSSB=fH，只只需需AM、 DSB的的一一半半，因因此此，它它目目前前已已成成为短短波波通通讯中中的的一一种种重重要要调制制方方式。式。 SSB信信号号的的解解调和和DSB一一样不不能能采采用用简单的的包包络检波波，由由于于SSB信信号号也也是是抑抑制制载波波的的已已调信号，它的包信号，它的包络不能直接反映不能直接反映调制信号的制信号的变

21、化，化， 所以仍需采用相关解所以仍需采用相关解调。 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统六、残留六、残留六、残留六、残留边带调边带调制制制制(VSB)(VSB) 残留残留残留残留边带调边带调制是介于制是介于制是介于制是介于SSBSSB与与与与DSBDSB之之之之间间的的的的一种一种一种一种调调制方式，制方式，制方式，制方式， 它既抑制了它既抑制了它既抑制了它既抑制了DSBDSB信号占用信号占用信号占用信号占用频带宽频带宽的的的的缺陷，又缺陷，又缺陷，又缺陷，又处处理了理了理了理了SSBSSB信号信号信号信号实现实现上的上的上的上的难题

22、难题。在。在。在。在VSBVSB中，中，中，中，不是完全抑制一个不是完全抑制一个不是完全抑制一个不是完全抑制一个边带边带好像好像好像好像SSBSSB中那中那中那中那样样，而是，而是，而是，而是逐逐逐逐渐渐切割，使其残留一小部分，如切割，使其残留一小部分，如切割，使其残留一小部分，如切割，使其残留一小部分，如图图 4.1 - 11 4.1 - 11d d所示。所示。所示。所示。 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.1-11DSB、SSB和VSB信号的频谱4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调

23、制系统模拟调制系统用滤波法实现残留边带调制的原理如图4.1-12(a)所示。图中,滤波器的特性应按残留边带调制的要求来进展设计。图4.1-12VSB调制和解调器模型(a)VSB调制器模型(b)VSB解调器模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统如今我们来确定残留边带滤波器的特性。假设HVSB()是所需的残留边带滤波器的传输特性。由图4.1-12(a)可知，残留边带信号的频谱为为了确定上式中残留边带滤波器传输特性HVSB()应满足的条件，我们来分析一下接纳端是如何从该信号中恢复原基带信号的。VSB信号显然也不能简单地采用包络检波，而必需

24、采用如图4.1-12(b)所示的相关解调。图中，残留边带信号SVSB(t)与相关载波2cosct的乘积为(4.1-12)4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2SVSB(t)cosctSVSB(+c)+SVSB(-c)将式4.1-12代入上式，选择适宜的低通滤波器的截止频率，消掉2c处的频谱，那么低通滤波器的输出频谱Mo()上式通知我们，为了保证相关解调的输出无失真地重现调制信号m(t)M()，必需求求HVSB(+c)+HVSB(-c)=常数，|H(4.1-13)式中，H是调制信号的最高频率。式(4.1-13)就是确定残留边带滤波器传输

25、特性HVSB()所必需遵照的条件。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统满足上式的HVSB()的能够方式有两种：图4.1-13a所示的低通滤波器方式(低通)和图4.1-13(b)所示的高通滤波器方式(带阻。图4-10残留边带滤波器特性(a)残留部分上边带的滤波器特性;b残留部分下边带的滤波器特性4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 HVSB(+c)+HVSB(-c)=常数，常数，|H (4.1 - 13) 式式(4.1 - 13)的的几几何何解解释：以以残残留留上上边带的的滤波

26、波器器为例例， 如如图 4.1-14 所所示示。 显见，它它是是一一个个低低通通滤波波器器。这个个滤波波器器将将使上使上边带小部分残留，而使下小部分残留，而使下边带绝大部分大部分经过。 将将HVSB()进展展c的的频移移，分分别得得到到HVSB(-c)和和HVSB(+c)，按按式式(4.1 - 13)将将两两者者相相加加，其其结果果在在|H范范围内内应为常常数数，为了了满足足这一一要要求求，必必需需使使HVSB(-c)和和HVSB(+c)在在=0处具具有有互互补对称称奇奇对称称的的滚降降特性。特性。 显然然， 满足足这种种要要求求的的滚降降特特性性曲曲线并并不不是是独独一一的的，而而是有无是有

27、无穷多个。多个。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统六六六六 相关解相关解相关解相关解调调与包与包与包与包络检络检波波波波1 1 1 1、相关解、相关解、相关解、相关解调调相关解相关解相关解相关解调调器的普通模型器的普通模型器的普通模型器的普通模型 相关解相关解相关解相关解调调器原理：器原理：器原理：器原理：为为了无失真地恢复原基了无失真地恢复原基了无失真地恢复原基了无失真地恢复原基带带信号，接信号，接信号，接信号，接纳纳端必需提供一个与接端必需提供一个与接端必需提供一个与接端必需提供一个与接纳纳的已的已的已的已调载调载波波波波严厉严

28、厉同步同步同步同步同同同同频频同相的本地同相的本地同相的本地同相的本地载载波称波称波称波称为为相关相关相关相关载载波，它与波，它与波，它与波，它与接接接接纳纳的已的已的已的已调调信号相乘后，信号相乘后，信号相乘后，信号相乘后，经经低通低通低通低通滤滤波器取出低波器取出低波器取出低波器取出低频频分量，即可得到原始的基分量，即可得到原始的基分量，即可得到原始的基分量，即可得到原始的基带调带调制信号。制信号。制信号。制信号。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统相关解相关解调器性能分析器性能分析已已调信号的普通表达式相移法信号的普通表达式相移

29、法为 与同与同频同相的相关同相的相关载波波c(t)相乘后，得相乘后，得经低通低通滤波器后，得到波器后，得到由于由于sI(t)是是m(t)经过一个全通一个全通滤波器波器HI ( ) 后的后的结果，果，故上式中的故上式中的sd(t)就是解就是解调输出，即出，即 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2、包络检波、包络检波 适用条件：适用条件：AM信号，且要求信号，且要求|m(t)|max A0 ， 包络检波器构造：包络检波器构造：通常由半波或全波整流器和低通滤波器组成。例如，通常由半波或全波整流器和低通滤波器组成。例如， 性能分析性能分析设

30、输入信号是设输入信号是 选择选择RC满足如下关系满足如下关系 式中式中fH 调制信号的最高频率，调制信号的最高频率，fc-载波频率。载波频率。在大信号检波时普通大于在大信号检波时普通大于0.5 V，二极管处于受控，二极管处于受控的开关形状，检波器的输出为的开关形状，检波器的输出为隔去直流后即可得到原信号隔去直流后即可得到原信号m(t)。 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统可见，包络检波器就是直接从已调波的幅度中提取原调制信号。其构造简单，且解调输出是相关解调输出的两倍。因此，AM信号几乎无一例外地采用包络检波。 顺便指出：便指出：D

31、SB、SSB和和VSB均是抑制均是抑制载波的已波的已调信号，信号，其包其包络不直接表示不直接表示调制信号，因此不能采用制信号，因此不能采用简单的包的包络检波波法解法解调。 但假但假设插入很插入很强的的载波，使之成波，使之成为或近似或近似为AM信号，信号，那么可利用包那么可利用包络检波器恢复波器恢复调制信号，制信号，这种方法称种方法称为插入插入载波包波包络检波法。它波法。它对于于DSB、SSB和和VSB信号均适用。信号均适用。 载波分量可以在接波分量可以在接纳端插入，也可在端插入，也可在发送端插入。送端插入。 留意，留意，为了保了保证检波波质量，插入的量，插入的载波振幅波振幅应远大于信大于信号的

32、振幅，同号的振幅，同时也要求插入的也要求插入的载波与波与调制制载波同波同频同相。同相。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 作作 业业思索题自作：思索题自作： P127 5-1,5-2, 5-3, 5-6,5-7 习习 题题 ： P128 5-2， 5-34.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理4.2 4.2 线性性调制系制系统的抗噪声性能的抗噪声性能 分析模型分析模型 线性性调制相关解制相关解调的抗噪声性能的抗噪声性能 调幅信号包幅信号包络检的抗噪声性能的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统一、分析模型一、分析模型一、分析模型一、分析模型 前前前前节节中的分

33、析都是在没有噪声的条件下中的分析都是在没有噪声的条件下中的分析都是在没有噪声的条件下中的分析都是在没有噪声的条件下进进展的。展的。展的。展的。 实实践中，任何通践中，任何通践中，任何通践中，任何通讯讯系系系系统统都防止不了噪声的影响。都防止不了噪声的影响。都防止不了噪声的影响。都防止不了噪声的影响。 从有关信道和噪声的内容可知，通从有关信道和噪声的内容可知，通从有关信道和噪声的内容可知，通从有关信道和噪声的内容可知，通讯讯系系系系统统把信把信把信把信道加性噪声中的起伏噪声作道加性噪声中的起伏噪声作道加性噪声中的起伏噪声作道加性噪声中的起伏噪声作为为研研研研讨对讨对象。而起伏噪象。而起伏噪象。而

34、起伏噪象。而起伏噪声又可声又可声又可声又可视为视为高斯白噪声。高斯白噪声。高斯白噪声。高斯白噪声。 因此，本因此，本因此，本因此，本节节将要研将要研将要研将要研讨讨的的的的问题问题是信道存在加性高斯白噪声是信道存在加性高斯白噪声是信道存在加性高斯白噪声是信道存在加性高斯白噪声时时， 各种各种各种各种线线性性性性调调制系制系制系制系统统的抗噪声性能。的抗噪声性能。的抗噪声性能。的抗噪声性能。 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 由于加性噪声只由于加性噪声只对已已调信号的接信号的接纳产生影响，生影响， 因此因此调制系制系统的抗噪

35、声性能可以用解的抗噪声性能可以用解调器的抗噪声性能来衡量。器的抗噪声性能来衡量。 分析解分析解调器的抗噪声性能的模型如器的抗噪声性能的模型如图 4 .2- 1 所示。所示。图中，中，Sm(t)为已已调信号，信号，n(t)为传输过程中叠加的高斯白噪声。程中叠加的高斯白噪声。 图4.2-1解调器抗噪声性能分析模型4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统带通滤波器的作用是滤除已调信号频带以外的噪声，因此经过带通滤波器后,到达解调器输入端的信号仍可以为是Sm(t)，噪声为ni(t)。解调器输出的有用信号为mo(t)，噪声为no(t)。对于

36、不同的调制系统，将有不同方式的信号Sm(t),但解调器输入端的噪声ni(t)方式是一样的，它是由平稳高斯白噪声经过带通滤波器而得到的。当带通滤波器带宽远小于其中心频率，为0时，ni(t)即为平稳高斯窄带噪声，它的表示式为或者4.2-1)4.2-2)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统窄带噪声ni(t)及其同相分量nc(t)和正交分量ns(t)的均值都为0，且具有一样的平均功率，即：式中，Ni为解调器输入噪声ni(t)的平均功率,“表示统计平均对随机信号或时间平均对确定信号。假设白噪声的双边功率谱密度为n0/2，带通滤波器传输特

37、性是高度为1，带宽为B的理想矩形函数(如图4.2-2所示)，那么Ni=n0B(4.2-4)为了使已调信号无失真地进入解调器，同时又最大限制地抑制噪声，带宽B应等于已调信号的频带宽度，当然也是窄带噪声ni(t)的带宽。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.2-2带通滤波器传输特性4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统只需解调器输出端有用信号能与噪声分开，那么输出信噪比就能确定。输出信噪比与调制方式有关，也与解调方式有关。因此在已调信号平均功率一样，而且信道噪声

38、功率谱密度也一样的情况下，输出信噪比反映了系统的抗噪声性能。为了便于衡量同类调制系统不同解调器对输入信噪比的影响，还可用输出信噪比和输入信噪比的比值G来表示，即评价一个模拟通讯系统质量的好坏，最终是要看解调器的输出信噪比。输出信噪比定义为4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统G称为调制制度增益。式中Si/Ni为输入信噪比，定义为：显然，G越大，阐明解调器的抗噪声性能越好。二、线性调制相关解调的抗噪声性能我们在给出已调信号Sm(t)和单边噪声功率谱密度n0的情况下，推导出各种解调器的输入及输出信噪比，并在此根底上对各种调制系统的抗

39、噪声性能作出评述。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统在分析DSB、SSB、VSB系统的抗噪声性能时，图4.2-1模型中的解调器为相关解调器，如图4.2-3所示。相关解调属于线性解调，故在解调过程中，输入信号及噪声可以分别单独解调。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能图4.2-3线性调制相关解调的抗噪声性能分析模型第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能1. DSB调制系制系统的性能的性能 设解解调器器输入信号入信号为 sm(t)=m(

40、t) cosct (4.2 - 8) 与相关与相关载波波cosct相乘后，得相乘后，得 m(t)cos2ct= 经低通低通滤波器后，波器后，输出信号出信号为(4.2-9)第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统解调器输出端的有用信号功率为(4.2-10)解调DSB信号时，接纳机中的带通滤波器的中心频率0与调制载频c一样，因此解调器输入端的噪声ni(t)可表示为ni(t)=nc(t)cosct-ns(t)sinct(4.2-11)它与相关载波cosct相乘后，得ni(t)cosct=nc(t)cosct-ns(t)sinctcosct=4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声

41、性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统经低通滤波器后，解调器最终的输出噪声为(4.2-12)故输出噪声功率为(4.2-13)根据式(4.2-3)和式(4.2-4)，那么有(4.2-14)这里，BPF的带宽B=2fH，为双边带信号的带宽。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统那么解调器的输出信噪比为：解调器输入信号平均功率为由式4.2-15及式4.2-4可得解调器的输入信噪比为4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统因此制度增益为由此可见，DSB调制系统的制度增

42、益为2。这就是说，DSB信号的解调器使信噪比改善一倍。这是由于采用同步解调，使输入噪声中的一个正交分量ns(t)被消除的缘故。2.SSB调制系统的性能单边带信号的解调方法与双边带信号一样，其区别仅在于解调器之前的带通滤波器的带宽和中心频率不同。前者的带通滤波器的带宽是后者的一半。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由于单边带信号的解调器与双边带信号的一样，故计算单边带信号解调器输入及输出信噪比的方法也一样。单边带信号解调器的输出噪声与输入噪声的功率可由式4.2-14给出，即4.2-194.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线

43、性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统这里，B=fH为单边带的带通滤波器的带宽。对于单边带解调器的输入及输出信号功率，不能简单地照搬双边带时的结果。这是由于单边带信号的表示式与双边带的不同。单边带信号的表示式由式(4.1-9)给出，即式中，是将m(t)的一切频率成分都相移/2的信号。上式中取“+将构成下边带，取“-那么构成上边带。(4.2-20)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统与相关载波相乘后，再经低通滤波可得解调器输出信号mo(t)=m(t)(4.2-21)输入信号平均功率(4.2-22)因此，输

44、出信号平均功率：4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统式中，由于m(t)是基带信号，所以同样也是基带信号。因此，m(t)随时间的变化，相对于2wc为载频的载波的变化是非常缓慢的。故：那么(4.2-23)由于m(t)与具有一样的功率谱密度或一样的平均功率，故上式变为4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统于是，单边带解调器的输入信噪比为输出信噪比为输出信噪比为因此制度增益为(4.2-24)(4.2-25)(4.2-26)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制

45、系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统这是由于在SSB系统中，信号和噪声有一样表示方式，所以，相关解调过程中，信号和噪声的正交分量均被抑制掉，故信噪比没有改善。比较式4.2-18与式4.2-26可知，GDSB=2GSSB。这能否阐明双边带系统的抗噪声性能比单边带系统好呢？回答能否认的。由于对比式4.2-15和4.2-23可知，在上述讨论中，双边带已调信号的平均功率是单边带信号的2倍，所以两者的输出信噪比是在不同的输入信号功率情况下得到的。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统假设我们在一样的输入信号功率Si，一

46、样输入噪声功率谱密度n0，一样基带信号带宽fH条件下，对这两种调制方式进展比较，可以发现它们的输出信噪比是相等的。因此两者的抗噪声性能是一样的，但双边带信号所需的传输带宽是单边带的2倍。3.VSB调制系统的性能VSB调制系统的抗噪声性能的分析方法与上面的类似。但是，由于采用的残留边带滤波器的频率特性外形不同，所以，抗噪声性能的计算是比较复杂的。但是残留边带不是太大的时候，近似以为与SSB调制系统的抗噪声性能一样。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统三、调幅信号包络检波的抗噪声性能AM信号可采用相关解调和包络检波。相关解调时AM

47、系统的性能分析方法与前面双边带或单边带的一样。实践中，AM信号常用简单的包络检波法线性检波或平方率检波解调，此时，图4.2-1模型中的解调器为包络检波器，如图4.2-4所示，其检波输出正比于输入信号的包络变化。设解调器的输入信号为：Sm(t)=A0+m(t)coswct其中，A0为载波幅度，m(t)为调制信号。这里仍假设m(t)的均值为0，且A0|m(t)|max。输入噪声为(4.2-27)(4.2-28)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.2-4AM包络检波的抗噪声性能分析模型4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线

48、性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统显然，解调器输入的信号功率Si和噪声功率Ni为Si=S2m(t)=A20/2+m2(t)/2(4.2-29)Ni=n0B(4.2-30)输入信噪比解调器输入是信号加噪声的混合波形，即sm(t)+ni(t)=A+m(t)+nc(t)cosct-ns(t)sinct=E(t)cosct+(t)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统其中合成包络E(t)=(4.2-32)合成相位(t)=arctan(4.2-33)理想包络检波器的输出就是E(t)，由式4.2-32可知，检波输

49、出中有用信号与噪声无法完全分开。因此，计算输出信噪比是件困难的事。我们来思索两种特殊情况。1、大信噪比情况此时，输入信号幅度远大于噪声幅度，即4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统A0+m(t)因此式4.2-32可简化为利用近似公式x1)4.2-344.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统式4.2-34中直流分量A0被电容器阻隔，有用信号与噪声独立地分成两项，因此可分别计算出输出有用信号功率及噪声功率输出信噪比输出信噪比那么调制制度增益为：4.2-384.2-354

50、.2-364.2-374.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统显然，AM信号的调制制度增益GAM随A0的减小而添加。但 对 包 络 检 波 器 来 说 , 为 了 不 发 生 过 调 制 景 象 ,应 有A0|m(t)|max，所以GAM总是小于1。例如：100%的调制(即A0=|m(t)|max)且m(t)又是正弦型信号时，有代入式4.2-38，可得这是AM系统的最大信噪比增益。这阐明解调器对输入信噪比没有改善，而是恶化了。4.2-394.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模

51、拟调制系统可以证明，假设采用同步检波法解调AM信号，那么得到的调制制度增益GAM与式4.2-38给出的结果一样。由此可见，对于AM调制系统，在大信噪比时，采用包络检波器解调时的性能与同步检波器时的性能几乎一样。但应该留意，同步检波法解调AM信号的调制制度增益不受信号与噪声相对幅度假设条件的限制。2、小信噪比情况小信噪比指的是噪声幅度远大于信号幅度，即A0+m(t)A0+m(t)，所以我们可以利用数学近似式(1+x)1+(|x|1时)近一步把E(t)近似表示为4.2-414.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统这时，E(t)中没有单

52、独的信号项，只需遭到cos(t)调制的m(t)cos(t)项。由于cos(t)是一个随机噪声，因此，有用信号m(t)被噪声扰乱，致使m(t)cos(t)也只能看作是噪声。输入信噪比低于一定数值时,解调器输出信噪比急剧恶化，这种景象称为解调器的门限效应。开场出现门限效应的输入信噪比称为门限值。门限效应是由包络检波器的非线性解调作用所引起的。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统有必要指出，用相关解调的方法解调各种线性调制信号时不存在门限效应。缘由是信号与噪声可分别进展解调，解调器输出端总是单独存在有用信号项。由以上分析可得如下结论

53、：大信噪比情况下，AM信号包络检波器的性能几乎与相关解调法一样;但随着信噪比的减小，包络检波器将在一个特定输入信噪比值上出现门限效应;一旦出现门限效应，解调器的输出信噪比将急剧恶化。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 作作 业业思索题自作：思索题自作： P127 5-9，5-11 5-12 习习 题题 ： P128 5-10, 5-13 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能4.3 4.3 非非线性性调制角制角调制的原理制的原理 角角调制的根本概念及表达式制的根本概念及表达式 窄窄带调频与与宽带调频

54、 * *调频信号的信号的产生与解生与解调选第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统一、角一、角一、角一、角调调制的根本概念及表达式制的根本概念及表达式制的根本概念及表达式制的根本概念及表达式 1 1、角、角、角、角调调制的根本概念制的根本概念制的根本概念制的根本概念 幅度幅度幅度幅度调调制属于制属于制属于制属于线线性性性性调调制，它是制，它是制，它是制，它是经过经过改改改改动载动载波的波的波的波的幅度，以幅度，以幅度，以幅度，以实现调实现调制信号制信号制信号制信号频谱频谱的平移及的平移及的平移及的平移及线线性性性性变换变换的。的。的。的。 一个正弦一个正弦一个正弦一个正弦载载波有幅度、波有幅度

55、、波有幅度、波有幅度、频频率和相位三个参量，率和相位三个参量，率和相位三个参量，率和相位三个参量，因此，我因此，我因此，我因此，我们们不不不不仅仅可以把可以把可以把可以把调调制信号的信息寄托在制信号的信息寄托在制信号的信息寄托在制信号的信息寄托在载载波波波波的幅度的幅度的幅度的幅度变变化中，化中，化中，化中，还还可以寄托在可以寄托在可以寄托在可以寄托在载载波的波的波的波的频频率或相位率或相位率或相位率或相位变变化中。化中。化中。化中。 使高使高使高使高频载频载波的波的波的波的频频率或相位按率或相位按率或相位按率或相位按调调制信号的制信号的制信号的制信号的规规律律律律变变化化化化而振幅而振幅而振

56、幅而振幅坚坚持恒定的持恒定的持恒定的持恒定的调调制方式，称制方式，称制方式，称制方式，称为频为频率率率率调调制制制制FMFM和相位和相位和相位和相位调调制制制制(PM)(PM)， 分分分分别简别简称称称称为调频为调频和和和和调调相。相。相。相。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由于频率或相位的变化都可以看成是载波角度的变化，故调频和调相又统称为角度调制。角度调制与线性调制不同，已调信号频谱不再是原调制信号频谱的线性搬移，而是频谱的非线性变换，会产生与频谱搬移不同的新的频率成分，故又称为非线性调制。2、角度调制的表达式任何一个正弦

57、时间函数，假设它的幅度不变,那么可用下式表示：Sm(t)=Acos(t)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统未调制的正弦波可以写成m(t)=Acosct+0相当于瞬时相位(t)=ct+0,0为初相位，是常数。式中：(t)称为正弦波的瞬时相位，将(t)对时间t求导可得瞬时频率(4.3-1)因此(4.3-2)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统(t)=c是载频，也是常数。而在角调制中，正弦波的频率和相位都要随时间变化，可把瞬时相位表示为(t)=ct+(t)，因此，角度调制

58、信号的普通表达式为Sm(t)=Acosct+(t)(4.3-3)式中，A是载波的恒定振幅；ct+(t)是信号的瞬时相位(t)，而(t)称为相对于载波相位ct的瞬时相位偏移；dct+(t)/dt是信号的瞬时(角)频率，而d(t)/dt称为相对于载频c的瞬时频偏。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统所谓相位调制，是指瞬时相位偏移随调制信号m(t)而线性变化，即(t)=Kpm(t)(4.3-4)其中Kp是常数。于是，调置信号可表示为SPM(t)=Acosct+Kpm(t)(4.3-5)所谓频率调制，是指瞬时频率偏移随调制信号m(t)而线

59、性变化，即其中Kf是一个常数，这时相位偏移为(4.3-7)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统代入式4.3-3，那么可得调频信号为SFM(t)=Acosct+由式4.3-5和4.3-8可见，FM和PM非常类似，假设预先不知道调制信号m(t)的详细方式，那么无法判别已调信号是调置信号还是调频信号。假设将调制信号先微分，而后进展调频，那么得到的是调相波，这种方式叫间接调相；假设将调制信号先积分，而后进展调相，那么得到的是调频波，这种方式叫间接调频。4.3-84.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模

60、拟调制系统模拟调制系统图4-16直接和间接调相4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理图417直接和间接调频直接和间接调频如图4-17所示。直接和间接调相如图4-16所示。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由于实践相位调制器的调制范围不大，所以直接调相和间接调频仅适用于相位偏移和频率偏移不大的窄带调制情况，而直接调频和间接调相常用于宽带调制情况。从以上分析可见，由于频率和相位之间存在微分与积分的关系，故调频与调相之间存在亲密的关系，即调频必调相，调相必调频。调频与调相并无本质区别，两者之间可相互转换。鉴于在实践运用中多采用FM波，本节将主要讨论频率调制。4.3 4.3

61、 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统二、窄带调频与宽带调频前面曾经指出，频率调制属于非线性调制，其频谱构造非常复杂，难于表述。但是，当最大相位偏移及相应的最大频率偏移较小时，即普通以为满足时，FM表达式可以得到简化，因此可求出它的恣意调制信号的频谱表示式。这时，信号占据带宽窄，属于窄带调频NBFM。反之，是宽带调频WBFM。(4.3-9)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统1.窄带调频NBFM调频波的普通表示式为SFM(t)=Acosct+为方便起见，假设A=1,有SFM(t)=c

62、osct+=cosctcos-sinwctsin当式4.3-9满足时，有近似式cossin4.3-104.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统式4.3-10可简化为SNBFM(t)cosct-利用傅氏变换公式m(t)M()cosct(+c)+(-c)sinctj(+c)-(-c)可得窄带调频信号的频域表达式4.3-114.3-124.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统将它与AM信号的频谱比较，可以清楚地看出两种调制的类似性和不同处。两者都含有一个载波和位于c处的两个边带，所

63、以它们的带宽一样，都是调制信号最高频率的两倍。不同的是，NBFM的两个边频分别乘了因式1/(-c)和1/(+c)，由于因式是频率的函数，所以这种加权是频率加权，加权的结果引起调制信号频谱的失真。另外，有一边频和AM反相。2、NBFM和AM信号频谱的比较举例以单音调制为例。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统设调制信号m(t)=Amcosmt那么NBFM信号为SNBFM(t)cosct-cos(c+m)t-cos(c-m)tAM信号信号为 SAM= (A0+Amcosmt) cosct = A0 cosct+Amcosm cosct

64、 = A0 cosct+Am /2 cos(c+m)t+cos(c-m)t4.3-134.3-144.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图418单音调制的AM与NBFM频谱它们的频谱如图4-18所示。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4-19AM与NBFM的矢量表示由此而画出的矢量图如图4-19所示。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统在AM中，两个边频的合成矢量与载波同相，只发生幅度变化；而在NBFM

65、中，由于下边频为负，两个边频的合成矢量与载波那么是正交相加，因此NBFM存在相位变化，当最大相位偏移满足式NBFM近似条件时，幅度根本不变。这正是两者的本质区别。由于NBFM信号最大相位偏移较小，占据的带宽较窄，使得调制制度的抗干扰性能强的优点不能充分发扬，因此目前仅用于抗干扰性能要求不高的短间隔通讯中。在长间隔高质量的通讯系统中，如微波或卫星通讯、调频立体声广播、超短波电台等多采用宽带调频。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统3.宽带调频WBFM的表达式当不满足NBFM近似窄带条件时，调频信号的时域表达式不能简化，因此给宽带调频

66、的频谱分析带来了困难。为使问题简化，我们只研讨单音调制的情况，然后把分析的结论推行到多音情况。设单音调制信号m(t)=Amcosmt=Amcos2fmt那么调频信号的瞬时相偏为4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统(t)=Am(4.3-15)式中，AmKf为最大角频偏，记为。mf为调频指数，它表示为mf=(4.3-16)将式4.3-15代入式4.3-8，那么得单音宽带调频的时域表达式(4.3-17)将上式中的展成级数方式(周期为2/wm)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制

67、系统式中，Jn(mf)为第一类n阶贝塞尔Bessel函数，它是调频指数mf的函数。图4-20给出了Jn(mf)随mf变化的关系曲线，详细数据可参看Bessel函数表。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4-20Jn(mf)-mf关系曲线4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统根据Bessel函数性质n为奇数时J-n(mf)=-Jn(mf)n为偶数时J-n(mf)=Jn(mf)调频信号的级数展开式：SFM(t)=AJn(mf)cos(c+nm)t=AJ0(mf)cosct

68、-J1(mf)cos(c-m)t-cos(c+m)t+J2(mf)cos(c-2m)t+cos(c+2m)t-J3(mf)cos(c-3m)t-cos(c+3m)t+(4.3-21)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统它的傅氏变换即为频谱SFM()=AJn(mf)(-c-nm)+(+c+nm)(4.3-22)由式4.3-21和4.3-22可见，调频波的频谱包含无穷多个分量。当n=0时就是载波分量c，其幅度为J0(mf)；当n0时在载频两侧对称地分布上下边频分量cnm，谱线之间的间隔为m，幅度为Jn(mf)，且当n为奇数时，上下边频

69、极性相反；当n为偶数时极性一样。图4-21示出了某单音宽带调频波的频谱。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图421调频信号的频谱mf=54.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统4. 宽带调频WBFM的的带宽 由由于于调频波波的的频谱包包含含无无穷多多个个频率率分分量量，因因此此，实际上上调频波波的的频带宽度度为无无限限宽。 然然而而实践践上上边频幅幅度度Jn(mf)随随着着n的的增增大大而而逐逐渐减减小小，因因此此只只需需取取适适当当的的n值使使边频分分量量小小到到可可

70、以忽略的程度，以忽略的程度，调频信号可近似以信号可近似以为具有有限具有有限频谱。 根根据据阅历以以为：当当mf1 以以后后，取取边频数数n=mf+1 即即可可。由由于于nmf+1 以以上上的的边频幅幅度度Jn(mf)均均小小于于 0.1，相相应产生生的的功功率率均均在在总功功率率的的 2% 以以下下，可可以以忽忽略略不不计。根根据据这个个原原那那么么，调频波的波的带宽为 BFM=2(mf+1)fm=2(f+fm) (4.3 - 23)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统它阐明调频信号的带宽取决于最大频偏和调制信号的频率，该式称为卡

71、森公式。假设mf1时，BFM2fm这就是窄带调频的带宽，与前面的分析相一致。假设mf10时，BFM2f这是大指数宽带调频情况，阐明带宽由最大频偏决议。以上讨论的是单音调频情况。对于多音或其他恣意信号调制的调频波的频谱分析是很复杂的。根据阅历把卡森公式推行，即可得到恣意限带信号调制时的调频信号带宽的估算公式4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统BFM=2(D+1)fm(4.3-24)这里，fm是调制信号的最高频率，D是最大频偏f与fm的比值。实践运用中，当D2时，用式BFM=2(D+2)fm(4.3-25)计算调频带宽更符合实践情况。

72、4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统5、调频信号的功率分配信号的功率分配调频信号的平均功率信号的平均功率为由帕塞瓦由帕塞瓦尔定理可知定理可知 利用利用贝塞塞尔函数的性函数的性质得到得到上式上式阐明，明，调频信号的平均功率等于未信号的平均功率等于未调载波的平均功率，波的平均功率，即即调制后制后总的功率不的功率不变，只是将原来，只是将原来载波功率中的一部波功率中的一部分分配分分配给每个每个边频分量。分量。 4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统*三、调频信号的产生与解调选1

73、.调频信号的产生产生调频波的方法通常有两种：直接法和间接法。1直接法：就是用调制信号直接控制振荡器的频率，使其按调制信号的规律线性变化。振荡频率由外部电压控制的振荡器叫做压控振荡器VCO。每个压控振荡器本身就是一个FM调制器，由于它的振荡频率正比于输入控制电压，即i(t)=0+Kfm(t)假设用调制信号作控制信号，就能产生FM波。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统控制VCO振荡频率的常用方法是改动振荡器谐振回路的电抗元件L或C。L或C可控的元件有电抗管、变容管。变容管由于电路简单，性能良好，目前在调频器中广泛运用。直接法的主要优

74、点是在实现线性调频的要求下，可以获得较大的频偏。缺陷是频率稳定度不高。因此往往需求采用自动频率控制系统来稳定中心频率。运用如图4-22所示的锁相环PLL调制器，可以获得高质量的FM或PM信号。其载频稳定度很高，可以到达晶体振荡器的频率稳定度。但这种方案的一个显著缺陷是，在调制频率很低，进入PLL的误差传送函数He(s)高通特性的阻带之后，调制频偏或相偏是很小的。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图422PLL调制器4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理为使PLL调制器具有同样良好的低频调制特性，可用锁相环路

75、构成一种所谓两点调制的宽带FM调制器(可参阅有关资料)。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2间接法：是先对调制信号积分后对载波进展相位调制，从而产生窄带调频信号(NBFM)；然后，利用倍频器把NBFM变换成宽带调频信号(WBFM)。其原理框图如图4-23所示。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理图423间接调频框图第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统由式4.3-11可知，窄带调频信号可看成由正交分量与同相分量合成，即SNBFM(t)=cosct-sinct因此，可采用图4-24所示的方框图来实现窄带调频。图4-24窄带调频信号的产生4.3 4.3 非线性调制角

76、调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统倍频器的作用是提高伐频指数mf，从而获得宽带调频。倍频器可以用非线性器件实现，然后用带通滤波器滤去不需求的频率分量。以理想平方律器件为例，其输出-输入特性为so(t)=as2i(t)(4.3-26)当输入信号si(t)为调频信号时，有si(t)=Acosct+(t)so(t)=aA21+cos2ct+2(t)(4.3-27)由上式可知，滤除直流成分后可得到一个新的调频信号，其载频和相位偏移均增为2倍，由于相位偏移增为2倍，因此调频指数也必然增为2倍。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章

77、 模拟调制系统模拟调制系统同理，经n次倍频后可以使调频信号的载频和调频指数增为n倍。以典型的调频广播的调频发射机为例。在这种发射机中首先以f1=200kHz为载频，用最高频率fm=15kHz的调制信号产生频偏f1=25Hz的窄带调频信号。而调频广播的最终频偏f=75kHz, 载 频 fc在 88108 MHz频 段 内 ， 因 此 需 求 经 过 的n=f/f1=75103/25=3000的倍频，但倍频后新的载波频率(nf1)高达600MHz，不符合fc的要求。因此需求混频器进展下变频来处理这个问题。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调

78、制系统处理上述问题的典型方案如图4-25所示。图4-25Armstrong间接法4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统其中混频器将倍频器分成两个部分，由于混频器只改动载频而不影响频偏，因此可以根据宽带调频信号的载频和最大频偏的要求适当的选择f1，f2和n1,n2，使fc=n2(n1f1-f2)f=n1n2f1(4.3-28)mf=n1n2mf1例如，在上述方案中选择倍频次数n1=64,n2=48，混频器参考频率f2=10.9MHz，那么调频发射信号的载频fc=n2(n1f1-f2)=48(64200103-10.9106)=91.2

79、MHz4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统调频信号的最大频偏f=n1n2f1=644825=76.8kHz调频指数mf=图4-25所示的宽带调频信号产生方案是由阿姆斯特朗Armstrong于1930年提出的，因此称为Armstrong间接法。这个方法提出后，使调频技术得到很大开展。间接法的优点是频率稳定度好。缺陷是需求多次倍频和混频，因此电路较复杂。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2.调频信号的解调(1)非相关解调由于调频信号的瞬时频率正比于调制信号的幅度，因此调

80、频信号的解调器必需能产生正比于输入频率的输出电压，也就是当输入调频信号为SFM(t)=Acosct+(4.3-29)时，解调器的输出该当为mo(t)Kfm(t)(4.3-30)最简单的解调器是具有频率-电压转换特性的鉴频器。图4-26给出了理想鉴频特性和鉴频器的方框图。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图426鉴频器特性与组成4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统sd(t)=-Ac+Kfm(t)sinct+这是一个幅度、频率均含调制信息的调幅调频信号，因此用包络检波器

81、将其幅度变化取出，并滤去直流后输出mo(t)=KdKfm(t)(4.3-32)这里Kd称为鉴频器灵敏度。(4.3-31)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理理想鉴频器可看成是带微分器的包络检波器，微分器输出理想鉴频器可看成是带微分器的包络检波器，微分器输出第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统以上解调过程是先用微分器将幅度恒定的调频波变成调幅调频波，再用包络检波器从幅度变化中检出调制信号，因此上述解调方法又称为包络检测。包络检测的缺陷之一是包络检波器对于由信道噪声和其他缘由引起的幅度起伏也有反响，为此，在微分器前加一个限幅器和带通滤波器以便将调频波在传输过程中引起的幅

82、度变化部分削去，变成固定幅度的调频波，带通滤波器让调频信号顺利经过，而滤除带外噪声及高次谐波分量。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统鉴频器的种类很多，详细表达可参考高频电子线路教材。此外，目前还常用锁相环(PLL)鉴频器。PLL是一个可以跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统。由于PLL具有引人注目的特性,即载波跟踪特性、调制跟踪特性和低门限特性，因此使得它在无线电通讯的各个领域得到了广泛的运用。PLL最根本的原理图如图4-27所示。它由鉴相器PD、环路滤波器(LF)和压控振荡器VCO组成。4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理图427PLL鉴频器第第4 4章章 模拟调

83、制系统模拟调制系统si(t)=Acosct+=Acosct+1(t)(4.3-33)sv(t)=Avsinct+式中,KVCO为压控灵敏度。设计PLL使其任务在调制跟踪形状下，这时VCO输出信号的相位2(t)可以跟踪输入信号的相位1(t)的变化。也就是说，VCO输出信号sv(t)也是FM信号。我们知道，VCO本身就是一个调频器，它输入端的控制信号uc(t)必是调制信号m(t)，因此uc(t)即为鉴频输出。(4.3-34)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理假设VCO输入控制电压为0时振荡频率调整在输入FM信号si(t)的载频上，并且与调频信号的未调载波相差/2，即有第第

84、4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4-28窄带调频信号的相关解调4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理(2) 相关解调相关解调 由于窄带调频信号可分解成同相分量与正交分量之和，由于窄带调频信号可分解成同相分量与正交分量之和，因此可以采用线性调制中的相关解调法来进展解调，如图因此可以采用线性调制中的相关解调法来进展解调，如图 4 - 28 所示。所示。 第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统设窄带调频信号为SNBFM(t)=Acosct-A相关载波c(t)=-sinct(4.3-36)那么相乘器的输出为(4.3-35)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角

85、调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统可见，相关解调可以恢复原调制信号，这种解调方法与线性调制中的相关解调一样，要求本地载波与调制载波同步，否那么将使解调信号失真。经低通滤波器取出其低频分量再经微分器，得输出信号(4.3-37)4.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 作作 业业思索题自作：思索题自作： P127 5-10 习习 题题 ： P130 5-174.3 4.3 非线性调制角调制的原理非线性调制角调制的原理 4.4 调频系系统的抗噪声性能的抗噪声性能 调频信号非相关解信号非相关解调的的输入信噪比入信噪比 调频系系

86、统非相关解非相关解调的的调制制度增益制制度增益G G 预加重和去加重加重和去加重第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统一、一、一、一、调频调频信号非相关解信号非相关解信号非相关解信号非相关解调调的的的的输输入信噪比入信噪比入信噪比入信噪比 调频调频信号的解信号的解信号的解信号的解调调有相关解有相关解有相关解有相关解调调和非相关和非相关和非相关和非相关解解解解调调两种。相关解两种。相关解两种。相关解两种。相关解调仅调仅适用于窄适用于窄适用于窄适用于窄带调频带调频信号，且需同信号，且需同信号，且需同信号，且需同步信号；步信号；步信号；步信号； 而非相关解而非相关解而非相关解而非相关解调调适用于窄

87、适用于窄适用于窄适用于窄带带和和和和宽带调频宽带调频信号，信号，信号，信号，而且不需同步信号，因此是而且不需同步信号，因此是而且不需同步信号，因此是而且不需同步信号，因此是FMFMFMFM系系系系统统的主要解的主要解的主要解的主要解调调方式，方式，方式，方式，其分析模型如其分析模型如其分析模型如其分析模型如图图4.4-1 4.4-1 4.4-1 4.4-1 所示。所示。所示。所示。图4.4-1调频系统抗噪声性能分析模型图中:限幅器是为了消除接纳信号在幅度上能够出现的畸变。带通滤波器的作用是抑制信号带宽以外的噪声。n(t)是均值为零，单边功率谱密度为n0的高斯白噪声，经过带通滤波器变为窄带高斯噪

88、声。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统设输入调频信号为因此输入信号功率(4.4-1)理想带通滤波器的带宽与调频信号的带宽BFM一样，所以输入噪声功率Ni=n0BFM(4.4-2)因此,输入信噪比(4.4-3)第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统二、调频系统非相关解调的调制制度增益G为了求得调频系统的调制制度增益G，需求解调器输出端的信号和噪声的平均功率。由于解调器输入波形是调频信号和噪声的混合波形，该波形在进展限幅以前可以表示为：即：这是两个余弦的合成。假设令合成波为,它经限幅后可除去包络的起伏，于是得到限幅后的波形为。由此可见，对于鉴频器输出信号来说，V(t)终究为何值是无关紧要的

89、，我们感兴趣的是。为了求得，现令第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统利用三角函数的矢量表示法，合成矢量acos可用图4.4-2来表示。由图4.4-2a12。可得的另一种表达式(4.4-6)因此第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统根据式(4.4-4)给定的条件,由式(4.4-5)及(4.4-6)可得(4.4-7)或(4.4-8)由于解调器的输出正比于瞬时频率偏移,故原那么上可以从式(4.4-7)或(4.4-8)求得相应的输出。不过,直接利用以上两式来求解调器的输出是困难的,因此,我们只思索两种特殊的情形.1、在大信噪比情况下,即AV(t)此时式(4.4-7)可简化为(4.4-9)第第4

90、4章章 模拟调制系统模拟调制系统显然,式中(t)是与有用信号有关的项；而上式右边第三项是取决于噪声的项。这样分解后也可以得到大信噪比条件下的输出信号与噪声。因解调器鉴频器的输出电压v0(t)应与输入信号瞬时频偏成正比,利用上式可得(4.4-10)于是解调器输出的有用信号为(4.4-11)思索到第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统故有于是在大信噪比情况下，解调器输出的信号功率为于是在大信噪比情况下，解调器输出的信号功率为而解调器的输出噪声为4.4-124.4-13第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统其中为了求出噪声功率，可先求出nd(t)的功率。根据对噪声的分析可知，噪声nd(t)的功率

91、在数值上与ni(t)的功率一样，即有4.4-14不过，应留意，ni(t)是带通型噪声，而nd(t)是解调后的低通型0，B/2的噪声。由于dnd(t)/dt实践上就是nd(t)经过理想微分电路后的输出，故它的功率谱密度应等于nd(t)的功率谱密度乘以理想微分电路的功率传输函数。设nd(t)的功率谱密度为pi(w),理想微分电路的功率传输函数为第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统假设设的功率谱密度为p0(w),那么由于所以4.4-17)4.4-16)4.4-15)上述结果可用图4.4-3来表示。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.4-3的功率谱密度第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制

92、系统4.4-184.4-19于是，由式4.4-12和式4.4-18可得调频信号解调器的输出信噪比为：由此可见，的功率谱密度在频带内不再是均匀的，而是与f2成正比。现假设解调器中的低通滤波器的截至频率为fm，且有,再利用式4.4-13，可求得输出噪声功率为：第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统为使上式具有简明的结果，我们思索m(t)为单一频率余弦波时的情况，即m(t)=Amcosmt这时的调频信号为Sm(t)=Acosct+mfsinmt(4.4-20)式中将这些关系式代入式4.4-4可得(4.421)第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统因此，由式4.4-3和4.4-21可得解调器的制度

93、增益又因在宽带调频时，信号带宽为BFM=2(mf+1)fm=2(f+fm)所以，式4.4-22还可以写成GFM=3m2f(mf+1)3m3f(4.4-23)上式阐明，大信噪比时宽带调频系统的制度增益是很高的，它与调制指数的立方成正比。例如调频广播中常取mf=5，那么制度增益GFM=450。也就是说，加大调制指数mf，可使调频系统的抗噪声性能迅速改善。(4.4-22)此公式对单一频率调制信号适用!第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 讨论：讨论： 调频系统与调幅系统的抗噪声性能比较选调频系统与调幅系统的抗噪声性能比较选 设设调调频频与与调调幅幅信信号号均均为为单单音音调调制制，调调制制信信号

94、号频频率率为为fm，调调幅幅信信号号为为100%调调制制。当当两两者者的的接接纳纳功功率率Si相相等等， 信信道道噪噪声声功功率率谱谱密密度度n0一一样样时时，比比较较调调频频系系统统与与调调幅幅系系统统的的抗抗噪声性能。噪声性能。 调频波和调幅波的输出信噪比分别为调频波和调幅波的输出信噪比分别为第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统那么两者输出信噪比的比值为而第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统将这些关系式带入上式，得由此可见，在高调频指数时，调频系统的输出信噪比远大于调幅系统。例如，mf=5时，宽带调频的So/No是调幅时的112.5倍。这也可了解成当两者输出信噪比相等时，调频信号的

95、发射功率可减小到调幅信号的1/112.5。该当指出，调频系统的这一优越性是以添加传输带宽来换取的。BFM=2(mf+1)fm=(mf+1)BAM(4.4-24)第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统当mf1时,BFMmfBAM这阐明宽带调频输出信噪比相对于调幅的改善与它们带宽比的平方成正比。这就意味着，对于调频系统来说，添加传输带宽就可以改善抗噪声性能。调频方式的这种以带宽换取信噪比的特性是非常有益的。在调幅制中，由于信号带宽是固定的，无法进展带宽与信噪比的互换，这也正是在抗噪声性能方面调频系统优于调幅系统的重要缘由。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2. 小信噪比情况与门限效应小信噪

96、比情况与门限效应 应应该该指指出出，以以上上分分析析都都是是在在(Si/Ni)FM足足够够大大的的条条件件下下进进展展的的。当当处处于于小小信信噪噪比比即即V(t)A)情情况况时时，根根据据前前述述推推导导的的公式公式4.4-8),即即简化得：分析上式可知，这时没有单独存在的有用信号项，解调器输出几乎完全由噪声决议。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统也就是说，当(Si/Ni)FM减小到一定程度时，解调器的输出中不存在单独的有用信号项，信号被噪声扰乱，因此(So/No)FM急剧下降。这种情况与AM包检时类似，我们称之为门限效应。出现门限效应时所对应的(Si/Ni)FM值被称为门限值点，记为

97、(Si/Ni)b。图4.4-4示出了在单音调制的不同调制指数mf下，调频解调器的输出信噪比与输入信噪比近似关系曲线。由图可见1mf不同，门限值不同。mf越大，门限点(Si/Ni)b越高。(Si/Ni)FM(Si/Ni)b时，(So/No)FM与(Si/Ni)FM呈线性关系，且mf越大，输出信噪比的改善越明显。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.4-4非相关解调的门限效应第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2(Si/Ni)FM(Si/Ni)b时，(So/No)FM将随(Si/Ni)FM的下降而急剧下降。且mf越大，(So/No)FM下降得越快，甚至比DSB或SSB更差。这阐明，FM

98、系统以带宽换取输出信噪比改善并不是无尽头的。随着传输带宽的添加相当mf加大，输入噪声功率增大，在输入信号功率不变的条件下，输入信噪比下降，当输入信噪比降到一定程度时就会出现门限效应，输出信噪比将急剧恶化。实际和实际计算均阐明，运用普通鉴频器解调调频信号时，其门限效应与输入信噪比有关，普通发生在输入信噪比=10dB左右处。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统在空间通讯等领域中，对调频接纳机的门限效应非常关注，希望在接纳到最小信号功率时仍能称心地任务，这就要求门限点向低输入信噪比如向扩展。采用比鉴频器更优越的一些解调方法可以到达改善门限效应的要求，目前用的较多的有锁相环鉴频法和调频负回授鉴频法

99、。好像包络检波器一样，FM解调器的门限效应也是由它的非线性的解调作用所引起的。由于在门限值以上时，FM解调器具有良好的性能，故在实践中除设法改善门限效应外，普通应使系统任务在门限值以上。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统三、三、三、三、 预预加重和去加重加重和去加重加重和去加重加重和去加重 1 1、目的：、目的：、目的：、目的： 鉴频鉴频器器器器输输出噪声功率出噪声功率出噪声功率出噪声功率谱谱随随随随f f呈抛物呈抛物呈抛物呈抛物线线外形增大。但在外形增大。但在外形增大。但在外形增大。但在调频调频广播中所广播中所广播中所广播中所传传送的送的送的送的语语音和音音和音音和音音和音乐乐信号的能

100、量却主要分布在低信号的能量却主要分布在低信号的能量却主要分布在低信号的能量却主要分布在低频频端，端，端，端，且其功率且其功率且其功率且其功率谱谱密度随密度随密度随密度随频频率的增高而下降。因此，在率的增高而下降。因此，在率的增高而下降。因此，在率的增高而下降。因此，在调调制制制制频频率高率高率高率高频频端的信号端的信号端的信号端的信号谱谱密度最小，而噪声密度最小，而噪声密度最小，而噪声密度最小，而噪声谱谱密度却是最大，致使高密度却是最大，致使高密度却是最大，致使高密度却是最大，致使高频频端的端的端的端的输输出信噪比明出信噪比明出信噪比明出信噪比明显显下降，下降，下降，下降，这对这对解解解解调调

101、信号信号信号信号质质量会量会量会量会带带来很大的来很大的来很大的来很大的影响。影响。影响。影响。 为为了了了了进进一步改善一步改善一步改善一步改善调频调频解解解解调调器的器的器的器的输输出信噪比，出信噪比，出信噪比，出信噪比，针对鉴频针对鉴频器器器器输输出噪声出噪声出噪声出噪声谱谱呈抛物呈抛物呈抛物呈抛物线线外形外形外形外形这这一特点，在一特点，在一特点，在一特点，在调频调频系系系系统统中广泛采用中广泛采用中广泛采用中广泛采用了加重技了加重技了加重技了加重技术术，包括，包括，包括，包括“ “预预加重和加重和加重和加重和“ “去加重措施。去加重措施。去加重措施。去加重措施。“ “预预加重和加重和

102、加重和加重和“ “去加重的去加重的去加重的去加重的设计设计思想是思想是思想是思想是坚坚持持持持输输出信号不出信号不出信号不出信号不变变，有效降低，有效降低，有效降低，有效降低输输出噪出噪出噪出噪声，以到达提高声，以到达提高声，以到达提高声，以到达提高输输出信噪比的目的。出信噪比的目的。出信噪比的目的。出信噪比的目的。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2、原理、原理所所谓“去加重就是在解去加重就是在解调器器输出端接一个出端接一个传输特特性随性随频率添加而率添加而滚降的降的线性网性网络Hd (f) ，将，将调制制频率高率高频端的噪声衰减，使端的噪声衰减，使总的噪声功率减小。的噪声功率减小。

103、但是，由于去加重网但是，由于去加重网络的参与，在有效地减弱的参与，在有效地减弱输出出噪声的同噪声的同时，必将使，必将使传输信号信号产生生频率失真。率失真。 因此，必需在因此，必需在调制器前参与一个制器前参与一个预加重网加重网络Hp(f) ，人，人为地提升地提升调制信号的高制信号的高频分量，以抵消去加重网分量，以抵消去加重网络的影响。的影响。显然，然，为了使了使传输信号不失真，信号不失真，应该有有这是保是保证输出信号不出信号不变的必要条件。的必要条件。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统3、方框、方框图：加有：加有预加重和去加重的加重和去加重的调频系系统4、性能、性能 由于采用由于采用预加重

104、加重/去加重系去加重系统的的输出信号功率与没有出信号功率与没有采用采用预加重加重/去加重系去加重系统的功率一的功率一样，所以，所以调频解解调器的器的输出信噪比的改善程度可用加重前的出信噪比的改善程度可用加重前的输出噪声功率与加出噪声功率与加重后的重后的输出噪声功率的比出噪声功率的比值确定，即确定，即 上式上式进一步一步阐明，明，输出信噪比的改善程度取决于去加出信噪比的改善程度取决于去加重网重网络的特性。的特性。 第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统5、适用、适用电路：以下路：以下图给出了一种出了一种实践中常采用的践中常采用的预加重加重和去加重和去加重电路，它在路，它在坚持信号持信号传输带宽

105、不不变的条件下，的条件下，可使可使输出信噪比提高出信噪比提高6 dB左右。左右。 预加重网络与网络特性去加重网络与网络特性第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 作作 业业思索题自作：思索题自作： P127 5-13，5-14, 5-16，5-17习习 题题 ： P130 5-16，5-184.5 4.5 各种模各种模拟调制系制系统的性能比的性能比较 性能比性能比较 特点与运用特点与运用第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统综合前面的分析，各种模拟调制方式的性能如表4.5-1所示。表中的So/No的条件(5个)是一样的解调器输入信号功率Si、一样噪声功率谱密度n0、一样基带信号带宽fm。其

106、中AM为100%调制，调制信号为单音正弦。1.性能比较WBFM抗噪声性能最好，DSB、SSB、VSB抗噪声性能次之，AM抗噪声性能最差，NBFM和AM的性能接近。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.5-1示出了各种模拟调制系统的性能曲线,图中的圆点表示门限点。图4.5-1各种模拟调制系统的性能曲线第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统门限点以下，曲线迅速下跌；门限点以上，DSB、SSB的信噪比比AM高4.7dB以上，而FMmf=6的信噪比比AM高22dB。由此可见：FM的调频指数mf越大，抗噪声性能越好，但占据的带宽越宽，频带利用率低。SSB

107、的带宽最窄，其频带利用率高。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2. 特点与运用特点与运用 1 AM调制调制: 优点：接纳设备简单；优点：接纳设备简单； 缺陷：功率利用率低，抗干扰才干差，在传输中假缺陷：功率利用率低，抗干扰才干差，在传输中假设载波遭到信道的选择性衰落，设载波遭到信道的选择性衰落， 那么在包检时会出现过调那么在包检时会出现过调失真，信号频带较宽，频带利用率不高。失真，信号频带较宽，频带利用率不高。 运用：运用：AM制式用于通讯质量要求不高的场所，制式用于通讯质量要求不高的场所， 目目前主要用在中波和短波的调幅广播中。前主要用在中波和短波的调幅广播中。 第第4 4章章 模拟调

108、制系统模拟调制系统2DSB调制:优点是功率利用率高，但带宽与AM一样，接纳要求同步解调，设备较复杂。只用于点对点的公用通讯，运用不太广泛。3SSB调制:优点是功率利用率和频带利用率都较高，抗干扰才干和抗选择性衰落才干均优于AM,而带宽只需AM的一半；缺陷是发送和接纳设备都复杂。鉴于这些特点，SSB制式普遍用在频带比较拥堵的场所，如短波波段的无线电广播和频分多路复用系统中。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 4VSB调调制制:窍窍门门在在于于部部分分抑抑制制了了发发送送边边带带， 同同时时又又利用平缓滚降滤波器补偿了被抑制部分。利用平缓滚降滤波器补偿了被抑制部分。 VSB的的性性能能与与S

109、SB相相当当。VSB解解调调原原那那么么上上也也需需同同步步解解调调， 但但在在某某些些VSB系系统统中中，附附加加一一个个足足够够大大的的载载波波，就就可可用用包包络络检检波波法法解解调调合合成成信信号号VSB+C，这这种种(VSB+C)方方式式综综合合了了AM、 SSB和和DSB三三者者的的优优点点。一一切切这这些些特特点点，使使VSB对对商商用用电视广播系统特别具有吸引力。电视广播系统特别具有吸引力。 第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统5窄带FM波:优点：10幅度恒定不变，这使它对非线性器件不甚敏感，给FM带来了抗快衰落才干。利用自动增益控制和带通限幅还可以消除快衰落呵斥的幅度变化

110、效应。窄带FM对微波中继系统颇具吸引力。20窄带FM采用相关解调时不存在门限效应。在接纳信号弱，干扰大的情况下宜采用窄带FM，这就是小型通讯机常采用窄带调频的缘由。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统6宽带FM波:宽带FM的优点是抗干扰才干强，可以实现带宽与信噪比的互换，因此宽带FM广泛运用于长间隔高质量的通讯系统中，如空间和卫星通讯、调频立体声广播、超短波电台等。宽带FM的缺陷是频带利用率低，存在门限效应，因此在接纳信号弱，干扰大的情况下宜采用窄带FM，这就是小型通讯机常采用窄带调频的缘由。4.6 4.6 频分复用和分复用和调频立体声立体声 频分复用分复用 * *复合复合调制和多制和多级

111、调制制选 * *模模拟多路复用系多路复用系统选 调频立体声广播立体声广播第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统一、一、一、一、频频分复用分复用分复用分复用 1 1、频频分复用的概念分复用的概念分复用的概念分复用的概念 复用：是一种将假复用：是一种将假复用：是一种将假复用：是一种将假设设干个彼此独立的信号合并干个彼此独立的信号合并干个彼此独立的信号合并干个彼此独立的信号合并为为一个可在同一信道上一个可在同一信道上一个可在同一信道上一个可在同一信道上传输传输的复合信号的方法。的复合信号的方法。的复合信号的方法。的复合信号的方法。 常常常常见见的信道复用分的信道复用分的信道复用分的信道复用分为频为

112、频分复用和分复用和分复用和分复用和时时分复用两种。分复用两种。分复用两种。分复用两种。 频频分复用：就是按分复用：就是按分复用：就是按分复用：就是按频频率区分信号的复用方法。率区分信号的复用方法。率区分信号的复用方法。率区分信号的复用方法。 时时分复用：就是按分复用：就是按分复用：就是按分复用：就是按时间时间区分信号的复用方法。区分信号的复用方法。区分信号的复用方法。区分信号的复用方法。 通常，在通通常，在通通常，在通通常，在通讯讯系系系系统统中，信道所提供的中，信道所提供的中，信道所提供的中，信道所提供的带宽带宽往往往往往往往往总总比比比比传输传输一路信号所需的一路信号所需的一路信号所需的一

113、路信号所需的带宽宽带宽宽得多。因此，一个信道得多。因此，一个信道得多。因此，一个信道得多。因此，一个信道只只只只传传送一路信号有送一路信号有送一路信号有送一路信号有时时是非常浪是非常浪是非常浪是非常浪费费的。的。的。的。为为了充分利用信了充分利用信了充分利用信了充分利用信道的道的道的道的带宽带宽，因此提出了信道，因此提出了信道，因此提出了信道，因此提出了信道频频分复用的分复用的分复用的分复用的问题问题。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2、频分复用系统方法是：调制合成传输分路频分复用系统组成原理图如图4.6-1所示。图中，各路基带信号首先经过低通滤波器(LPF)限制基带信号的带宽，防止它

114、们的频谱出现相互混叠。然后，各路信号分别对各自的载波进展调制、合成后送入信道传输。在接纳端，分别采用不同中心频率的带通滤波器分别出各路已调信号，解调后恢复出基带信号。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.6-1频分复用系统组成原理图第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统3、载频的的选择 频分复用是利用各路信号在分复用是利用各路信号在频率域不相互重叠来区分的。率域不相互重叠来区分的。 假假设相相邻信号之信号之间产生相互关生相互关扰，将会使，将会使输出信号出信号产生失真。生失真。 为了防止相了防止相邻信号之信号之间产生相互关生相互关扰，应合理合理选择载波波频率率fc1, fc2, , f

115、cn，并使各路已，并使各路已调信号信号频谱之之间留有一定的留有一定的维护间隔。隔。 即：即：fc(i+1)=fci +(fm+fg) , i =1,2,n 式中：式中： fci 和和fc(i+1)分分别为第第i路与第路与第i +1路路载频的的频率；率； fm为每一路信号的最高每一路信号的最高频率；率； fg为邻路路间隔防隔防护频带。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统假设基带信号是模拟信号，那么调制方式可以是DSB-SC、AM、SSB、VSB或FM等，其中SSB方式频带利用率最高。假设基带信号是数字信号，那么调制方式可以是ASK、FSK、PSK等各种数字调制。各路信号具有一样的fm，但它们

116、的频谱构造不同；n路单边带信号的总频带宽度最小应等于：Bn=nfm+(n-1)fg=(n-1)(fm+fg)+fm=(n-1)B1+fm式中：B1=fm+fg，是一路占用的带宽。假设为双边带，那么Bn=2nfm+(n-1)fg第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.6-2复用信号的频谱构造表示图复用信号的频谱构造表示图如图4.6-2所示第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 4、频分复用的优缺陷、频分复用的优缺陷 频分复用的最大优点是信道复用率高，允许复用的路数多，频分复用的最大优点是信道复用率高，允许复用的路数多，同时分路也很方便。因此，它成为目前模拟通讯中最主要的同时分路也很方便。

117、因此，它成为目前模拟通讯中最主要的一种复用方式，特别是在有线和微波通讯系统中，运用非常一种复用方式，特别是在有线和微波通讯系统中，运用非常广泛。广泛。 频分复用系统的主要缺陷是设备消费较为复杂，同时因滤频分复用系统的主要缺陷是设备消费较为复杂，同时因滤波特性不够理想和信道内存在非线性而产生路间干扰。波特性不够理想和信道内存在非线性而产生路间干扰。*二、复合调制和多级调制选二、复合调制和多级调制选 1、复合调制、复合调制 所谓复合调制，所谓复合调制， 就是对同一载波进展两种或更多种的就是对同一载波进展两种或更多种的调制。如对一个频率调制波再进展一次振幅调制，所得结果调制。如对一个频率调制波再进展

118、一次振幅调制，所得结果变成了调频调幅波。变成了调频调幅波。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2、多级调制、多级调制 所谓多级调制，通常是将同一基带信号实施两次或更多次所谓多级调制，通常是将同一基带信号实施两次或更多次的调制过程。这里所采用的调制方式可以是一样的，也可以是的调制过程。这里所采用的调制方式可以是一样的，也可以是不同的。不同的。 图图4.6-3示出了一个多级调制的例子。示出了一个多级调制的例子。图4.6-3SSB/SSB多级调制的组成方框图第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统这是一个频分复用系统，w1i是为频分设置的第一次调制的载波频率，而w2那么是第二次调制的载波频率。图

119、中，对每一路来说，第一次采用SSB调制方式，第二次也采用SSB调制方式，普通记为SSB/SSB。在实践的通讯系统中，常见的多级调制方式除SSB/SSB外，还有SSB/FM、FM/FM等。例如，频分多路微波通讯系统中的多级调制方式，便是采用SSB/FM调制方式。复合调制方式在模拟通讯系统中的运用不如数字通讯系统中广泛。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统*三、模拟多路复用系统选目前，多路载波系统是按照CCITT建议，采用单边带调制频分复用方式。北美多路载波系统的典型组成如图4-35所示。图4-35(a)是其分层构造，由12路复用为一个基群(BasicGroup)；5个基群复用为一个超群(Su

120、perGroup)，共60路；由10个超群复用为一个主群(MasterGroup)，共600路。假设需求传输更多路，可以将多个主群进展复用，组成超主群。每路信号的频带限制在3003400Hz，为了在各路已调信号间留有维护间隔，每路信号取4000Hz作为规范带宽。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.6-4北美多路载波系统的典型组成第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.6-5主群频谱配置图第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统一个基群(BasicGroup)由12路复用组成，其频谱配置如图4.6-4(c)所示。每路占4kHz带宽，采用单边带下边带调制(LSB)，12路共48kH

121、z带宽，频带范围为60108kHz。或采用单边带上边带调制(USB)，频带范围为148196kHz。一个根本超群(BasicSupergroup)由5个基群复用组成，共60路，其频谱配置如图4-35(d)所示。5个基群采用单边带下边带合成，频率范围为312552kHz，共240kHz带宽。或采用单边带上边带合成，频率范围为60300kHz。一个根本主群(BasicMastergroup)由10个超群复用组成，共600路。主群频率配置方式共有两种规范：L600和U600，其频谱配置如图4.6-5所示。L600的频率范围为602788kHz，U600的频率范围为5643084kHz。第第4 4章章

122、 模拟调制系统模拟调制系统四、四、四、四、调频调频立体声广播立体声广播立体声广播立体声广播(FM Stereo Broadcasting)(FM Stereo Broadcasting) 调调频频立立立立体体体体声声声声广广广广播播播播系系系系统统占占占占用用用用频频段段段段为为88108 88108 MHzMHz，采用采用采用采用FDMFDM方式。方式。方式。方式。 在在在在普普普普通通通通单单声声声声道道道道的的的的调调频频广广广广播播播播中中中中，调调制制制制信信信信号号号号的的的的最最最最高高高高频频率率率率为为15kHz15kHz，最最最最大大大大频频偏偏偏偏为为75kHz75kHz

123、，由由由由卡卡卡卡森森森森公公公公式式式式可可可可算算算算出出出出调调频频信信信信号号号号的的的的带带宽宽为为180kHz180kHz。由由由由此此此此规规定定定定各各各各电电台台台台之之之之间间的的的的频频道道道道间间隔隔隔隔为为200kHz200kHz。 在在在在调调频频之之之之前前前前，首首首首先先先先采采采采用用用用抑抑抑抑制制制制载载波波波波双双双双边边带带调调制制制制将将将将左左左左右右右右两两两两个个个个声声声声道道道道信信信信号号号号之之之之差差差差(L-R)(L-R)与与与与左左左左右右右右两两两两个个个个声声声声道道道道信信信信号号号号之之之之和和和和(L+R)(L+R)实

124、实行行行行频频分复用。分复用。分复用。分复用。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.6-6立体声广播信号频谱构造 立体声广播信号频谱构造如图立体声广播信号频谱构造如图 4.6-6所示。所示。 图中，图中，015 kHz用于传送用于传送(L+R)信号，信号，2353 kHz用于传送用于传送(L-R)信号，信号， 5975 kHz用作辅助通道。在用作辅助通道。在19 kHz处发送一个单频处发送一个单频信号，用于接纳端提取相关载波和立体声指示。信号，用于接纳端提取相关载波和立体声指示。 调频立体声广播系统发送与接纳原理图如图调频立体声广播系统发送与接纳原理图如图 4.6-7 所示。所示。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图4.6-7调频立体声广播系统发送与接纳原理图(a)发送端;(b)接纳端第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 作作 业业思索题自作：思索题自作： P127 5-18 习习 题题 ： P130 5-19