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1、前言直流斩波电路（DC Chopper）的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直接直流-直流变换器(DC/DC Converter)。直流斩波电路一般是指直接将直流电变为另一直流电的情况，不包括直流-交流-直流的情况。习惯上，DC-DC变换器包括以上两种情况。 直流斩波电路的种类较多，包括6种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk斩波电路，Sepic斩波电路和Zeta斩波电路，其中前两种是最基本的电路。一方面，这两种电路应用最为广泛，另一方面，理解了这两种电路可为理解其他的电路打下基础。 利用不同的基本斩波电路进行组合，可构成复合斩波电路，如电流可
2、逆斩波电路、桥式可逆斩波电路等。利用相同结构的基本斩波电路进行组合，可构成多相多重斩波电路。 直流斩波电路广泛应用于直流传动和开关电源领域，是电力电子领域的热点。全控型器件选择绝缘栅双极晶体管（IGBT）综合了GTR和电力MOSFET的优点，具有良好的特性。目前已取代了原来GTR和一部分电力MOSFET的市场，应用领域迅速扩展，成为中小功率电力电子设备的主导器件。 MATLAB是矩阵实验室Matrix Laboratory的简称，是美国MathWorks公司出品的商业数学软件，用于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算的高级技术计算语言和交互式环境，SIMULINK是MATLAB软件的扩展
3、它是实现动态系统建模和仿真的一个软件包，本课程设计的仿真即需要在SIMULINK中来完成电路的仿真与计算。通过系统建模和仿真，掌握和运用MATLAB/SIMULINK工具分析系统的基本方法。1.设计思路与框图1.1 设计思路 本课程设计主要应用了MATLAB 软件及其组件之一SIMULINK进行系统的设计与仿真系统主要包括：BUCK降压斩波主电路部分、PWM控制部分和负载。BUCK降压斩波主电路部分拖动带反电动势的电阻负载，模拟现实中一般的负载，若实际负载中没有反电动势，只需令其为零即可1。PWM控制部分为主电路部分提供脉冲信号，控制全控器件IGBT的导通和关断，实现整个系统的运行。在SIMU
4、LINK中完成各个功能模块的绘制后，即可进行仿真和调试，用SIMULINK提供的示波器观察波形，进行相应的电压和电流等的计算，最后进行总结，完成整个BUCK变换器的研究与设计2。 1.2系统框图 系统框图如图1所示: 负载BUCK降压斩波电路PWM脉冲产生图1 BUCK变换器系统结构总框图2.PWM控制器的设计2.1 PWM控制的基本原理脉冲宽度调制（PWM）是英文“Pulse Width Modulation”的缩写，简称脉宽调制。它是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用于测量、通信、功率控制与变换等许多领域。一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体
5、管栅极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定3。2.2 PWM波的分类根据PWM波形的幅值是否相等，PWM波可分为等幅PWM波和不等幅PWM波。由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斩波电路和PWM整流电路等；当输入电源是交流时，得到的即为不等幅PWM波，都基于面积等效原理，本质是相同的。根据所控制电路的不同，PWM波又可分为电压波和电流波4。2.3 PWM的产生原理PWM可以通过芯片和软件来实现，在此我选择的是软件实现，通过对单片机的P3的第七个管脚编程来产生40KHZ的PWM，其占空比是56%。其原理
6、图如图2所示：图2 PWM产生电路图2.4 PWM放大原理由单片机产生的PWM的一个缺点就是驱动能力不足，所以在单片机的P3的第七个管脚需要加一个驱动电路，需要使用芯片IR2101来获得足够大的电压来驱动场效应管。如图3所示为IR2101的芯片管脚：图3 IR2101引脚图其引脚作用如图4所示：图4 管脚功能图其连接方式如图5：图5 管脚连接图3.BUCK变换器的设计3.1 BUCK变换器的基本原理BUCK电路是由晶体开关管V、续流二极管VD和LC输出滤波器组成，图中RL表示负载。其电路图如图6：图6 BUCK降压斩波电路图稳态时，V周期性的导通和关断，将直流输入电压斩波、生成脉宽为TON的矩
7、形波脉冲电压；然后再由LC滤波器滤波，当LC足够大时输出电压的纹波足够小，可以认为是平滑直流电压，稳态时根据电感电流是否连续，BUCK变换器有连续和不连续两种工作模式。3.2 IGBT简介IGBT的等效电路如图7所示。由图可知，若在IGBT的栅极和发射极之间加上驱动正电压,则IGBT导通，这样PNP晶体管的集电极与基极之间成低阻状态而使得晶体管导通；若IGBT的栅极和发射极之间电压为0V，则IGBT截止，切断PNP晶体管基极电流的供给，使得晶体管截止5。图7 内部结构图由此可知，IGBT的安全可靠与否主要由以下因素决定：IGBT栅极与发射极之间的电压；IGBT集电极与发射极之间的电压；流过IG
8、BT集电极发射极的电流；IGBT的结温。 如果IGBT栅极与发射极之间的电压，即驱动电压过低，则IGBT不能稳定正常地工作，如果过高超过栅极发射极之间的耐压则IGBT可能永久性损坏；同样，如果加在IGBT集电极与发射极允许的电压超过集电极发射极之间的耐压，流过IGBT集电极发射极的电流超过集电极发射极允许的最大电流，IGBT的结温超过其结温的允许值，IGBT都可能会永久性损坏6。3.3 控制方式根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路有三种控制方式(时间比控制方式)：（1）脉冲宽度调制（PWM）：T不变，改变ton。（定频调宽控制模式） （2）频率调制：ton不变，改变T。（定宽调频控
9、制模式） （3）混合型：ton和T都可调，改变占空比。（调宽调频混合控制模式）4.BUCK主电路参数设计4.1参数选择原理在Buck电路中的电感L和电容C组成低通滤波器，此滤波器的设计原则是，使输出电压的直流分量可以通过，抑制输出电压的开关频率及其谐波分量通过。但是，构建一个能够让直流分量通过而且完全滤除开关频率及其谐波分量的完美的滤波器是不可能的，所以，在输出中至少有一小部分是由于开关产生的高频谐波。因此，输出电压波形事实上如图8所示，可以表达为7：图8 电压波形图所以实际的输出电压由所需要的直流分量UO加少量的交流分量uripple所组成，交流分量由低通滤波器未能完全衰减的开关谐波所产生8
10、。 由于直流变换器的作用使产生所需的直流的输出，因此希望输出电压开关纹波很小。所以，通常可以假设开关纹波的幅值远远小于直流分量，即： |Uripple|max Uo（4.1.1）因此，输出电压近似为直流分量UO，而忽略其小纹波成分uripple，即： uo(t)Uo （4.1.2）上述近似称为小纹波近似，或称线性纹波近似，可大大简化变换器波形的分析。 下面分析电感电流波形，进而得出电感的计算公式。通过电感电压波形的积分可以得到电感电流。在图8中把V看成开关漏极为位置1，栅极为位置2。开关在位置1时，电感在左侧与输入电压Ud相连，电路简化为下图9（a）9。电感电压为:uL(t)=Ud-uo(t)
11、 (4.1.3)（a）(b)图9 等效电路图如上所述，输出电压uo(t)为其直流分量Uo加小的交流纹波成分uripple（t）。采用小纹波近似，式（4.1.2）中的uo(t)用其直流分量Uo代替，得到:uL(t)=Ud-Uo (4.1.4)开关在位置1时，电感电压等于Ud-Uo，如图9（b）所示。电感电压方程为: uL(t)=LdiL(t)/dt (4.1.5)在第一个子区问，由上式可以解得电感电流波形的斜率为:diL(t)/dt=uL(t)/L=Ud-Uo/L (4.1.6)由于开关在位置1时，电感电压近似为常量，因此电感电流的变化率也近似为常数，电感电流线性上升。 当在第二个子区间，开关处
12、于位置2时，电感的左端与参考地相连，简化电路如图9 (b)所示。所以，在第二个子区间，电感电压为： uL(t)=-uo(t) (4.1.7)采用小纹波近似式（4.1.2）得到：uL(t)=-Uo (4.1.8)所以，当开关处于位置2时的电感电压为常量，如图9 (b)所示。将式(4.1.8)代入式(4.1.5)中，得到电感电流的斜率为: diL (t)=-Uo/L (4.1.9)因此，在第二个子区问，电感电流的变化率为一负的常量。现在，电感电流的波形如下图所示，电感电流从初始值iL(0)开始。在第一个子区间开关处于位置1时，电感电流以给出的斜率上升。在时刻t=DTs，开关转至位置2.然后电感电流
13、以式(4.1.9)所给出的斜率下降。在时刻t=Ts，开关转回位置I，以下过程重复10。下面计算电感电流纹波iL。下图10所示，电感电流峰值等于其直流分量I加上峰值至平均值的纹波iL。此峰值电流不仅流过电感，而且流过半导体器件。当确定这些器件的参数时，需要知逆峰值电流11。 图10 电感电流 已知在第一个子区间中的电感电流流的斜率和第一个子区间的长度，可以计算其纹波幅值，iL(t)的波形关于I对称，因此在第一个子区间中的电流上升2iL(iL是纹波峰值，因此纹波峰值为2iL)。所以 iL(t)的变化量=斜率子区间长度电感电流的纹波为: iL =(Ud-Uo)DTs/2L (4.1.10)iL的典型
14、值是在满载时的直流分量I的10%-2O%。iL不希望太大，否则增大流过电感和半导体开关器件的电流峰值，从而将增加功率损耗和体积。可以通过选择合适的电感值得到所希望的电流纹波iL。由式(4.1.10)得到: L=(Ud-Uo)DTs/2iL (4.1.11)通常式(4.1.11)被用来选择Buck变换器的电感值。把(4.1.11)式进一步转化得到: LUiDmax(1-Dmax)/2kfsImax (4.1.12)其中Dmax为Buck电路最大占空比，k=0.05一0.1, fs为开关管的开关频率，Imax为最大输出电流，U为输入电压。4.2电感值的计算因为频率fs对于DC-DC电路变换的效率影响非常的大。如果fs太高，可以使充电电感和滤波电容体积减小，但是充电电感的涡流损耗，磁滞损耗及其其他元件的分别参数的影响加大造成的其他元件损耗加大。如果fs太低，充电电感，滤波电容的体积太大，在保证充电电感量的前提下
