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1、 .wd.目录一、目的3二、内容3一主电路工作原理及设计51.1单端反激变换器工作原理51.2单端反激变换器的工作模式及 根本关系51.2.1电流连续时反激式变换器的 根本关系51.2.2电流临界连续时反激式变换器的 根本关系71.2.3电流断续时反激式变换器的 根本关系81.3 RCD吸收电路工作原理及设计81.3.1 RCD吸收电路工作原理81.3.2 RCD电路参数设计91.4变压器设计91.4.1确定匝比91.4.2电感设计101.4.3磁芯选择111.4.4匝数设计111.4.5气隙设计121.5主电路器件的选择121.5.1功率开关管的选择121.5.2副边整流二极管的选择131.
2、5.3输出滤波电容的选取131.5.4钳位电路设计13二控制电路工作原理及设计132.1电流控制技术原理132.2电流控制型脉宽调制器UC3845142.2.1 UC3845内部方框图142.2.2 UC3845功能介绍152.3基于UC3845的控制电路设计162.3.1开关频率计算162.3.2保护电路设计17三反响电路工作原理及设计173.1反响电路工作原理183.2反响电路设计183.2.1稳压器TL431183.2.2光电耦合器193.3参数选择20四仿真验证21五总结26直流隔离电源变换器设计一、目的 1熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID闭环调压系统设计方法。2熟悉专用PW
3、M控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。3探究POWER MOSFET 驱动电路的特性并进展设计和优化。4探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、内容设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC变换器，指标参数如下：n 输入电压：90V135V；n 输出电压：12V，纹波1%；n 输出功率：50W；n 开关频率：30kHz；n 输出电流范围：20%至满载；n 具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；n 具有隔离功能；n 进展变换电路的设计、仿真选择项与电路调试。直流隔离电源变换器设计摘要单端反激变换器是开关变换器的一种 根本的拓扑构造，其具有重量
4、轻、体积小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因此在实际中应用对比广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。本次设计实验首先对反激变换器CCM和DCM工作模式下的能量传输过程及其 根本关系进展了分析对比，对RCD箝位技术进展了研究，详细阐述了主电路中的高频变压器、MOSFET、输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准那么。其次还研究了电流控制技术和基于此技术的UC3845芯片的工作原理及特点，进而设计了控制电路。本电路反响回路采用可调式精细稳压器TL431配合光耦PC817，到达了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。最后对由主电路、控制电路、反响回路构成的反
5、激变换器闭环系统进展了详细设计，并进展了仿真验证，分析和验证了电路设计的正确性和准确性。接着根据系统原理和仿真参数，进展实际电路的搭建和调试，搭建的实际电路能够满足工程要求。一主电路工作原理及设计1.1单端反激变换器工作原理图1-1给出了反激FlybackDC/DC转换器的主电路及其工作状态的电路。它是由开关管S、整流二极管D、滤波电容C和隔离变压器构成。开关管S按照PWM方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组L1和次级绕组L2，两个绕组是严密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时铁心不饱和。图1-1 单端反激变换器的主电路图在图1-1中，为Vi输入电压、Vo为输出电
6、压、Io为输出电流、S为开关管、L1、L2为储能电感、为流过电感L1的电流、为流过电感L2的电流，D为续流二极管、C为输出滤波电容、为负载电阻。当开关管S导通时，续流二极管D承受反向偏置电压而截止，流过电感L1的电流线性增加，储能电感L1将电能转换成磁能储存在电感L1中，此时，负载由输出滤波电容C供电；当开关管S断开时，电流降为零，续流二极管D导通，储能电感Ll将能量通过互感传递给L2，通过L2释放能量，流过电感L2的电流线性减小，在减小到Io之前，电感电流一局部给负载供电，一局部给电容充电：减小到小于Io后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管S
7、断开期间，流过电感L2的电流线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，那么会出现副边电感电流断续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式CCM和不连续导电模式DCM。1.2单端反激变换器的工作模式及 根本关系1.2.1电流连续时反激式变换器的 根本关系(1) 开关状态10-Ton在t=0瞬间，开关管S导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组W1上，此时，在次级绕组W2中的感应电压为，其极性“*端为正，是二极管D1截止，负载电流由滤波电容Cf提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流从最小值开场线性增加，其增加率为：1-
8、1 在时，电流到达最大值。1-2 在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通也线性增加。磁通的增加量为：1-3(2开关状态2Ton-Ts 在t=Ton时，开关管S关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D释放，一方面给电容C充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量L2。次级绕组上的电压为，次级电流从最大值线性下降，其下降速度为：1-4 在时，电流到达最大值。1-5 在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通也线性增加。磁通的增加量为：1-6(3 根本关系在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增
9、加量必然等于开关管关断时的减少量，即，那么由式1-3和式1-6可得1-7 式中，是变压器初、次级绕组的匝数比。 开关管S关断时所承受的电压为Ui和初级绕组W1中感应电动势之和，即1-8在电源电压Ui一定时，开关管S的电压和占空比Du有关，故必须限制最大占空比Dumax的值。二极管D承受的电压等于输出电压Uo与输入电压Ui折算到次级的电压之和，即1-9 负载电流Io就是流过二极管D1的电流平均值，即1-10根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：1-11由以上各式可得1-121.2.2电流临界连续时反激式变换器的 根本关系如果在临界电流连续时工作，那么式1-7仍然成立。此时，初级绕组的电流最
10、大值为，那么，负载电流，故有临界连续负载电流：1-13 在Du=0.5时，到达最大值1-14 于是1-13式可以写成1-15上式就是电感电流临界连续的边界。1.2.3电流断续时反激式变换器的 根本关系在电感电流断续时，不仅与占空比有关，而且还与负载电流有关,下面通过能量守恒进展推导。一个周期T内直流母线电压Ui提供的功率为 (1-16)又因,那么有(1-17)设变换器的效率为80%，那么有输入功率=1.25*输出功率,即：(1-18) 可以求得 (1-19)1.3RCD吸收电路工作原理及设计1.3.1RCD吸收电路工作原理反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为
11、防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。RCD吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图1-2所示。功率管S关断时，变压器漏感能量转移到电容C上,然后电阻R将这局部能量消耗掉。图1-2 RCD吸收电路1.3.2RCD电路参数设计(1)功率管截止时，漏感能量等于电容C吸收的能量(1-20)式(1-14)中，L1k为变压器漏感、Lpmax为原边电感电流峰值
12、、Uds为最大漏源电压、Ureset为电容C初始电压、Ui为输入直流电压。故(1-21)(2电容C上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo，否那么二极管D导通，RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R根据下式求得：(1-22)电阻R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为(1-23)(3)二极管D承受的峰值电压为Ui+(N1/N2)Uo，峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax。1.4变压器设计1.4.1确定匝比加在变换器输入端的直流电压最大为135V我们选用额定值为500V的mosfet，此时保存50V的裕量
13、。此种情况下，漏极电压不能超过450V。由上分析知，漏极电压为，于是有(1-24)因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准150V稳压管。假设以为函数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，=1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此值作为最优比。那么有(1-25)假设28V输出二极管正向压降为1V，那么匝比为(1-26)1.4.2电感设计由负载功率和电压，可以得到(1-27)一次输出电压为，负载电流为，其中(1-28)假定设计效率为80%，那么可以得到输入功率(1-29) 于是可以得到平均输入电流(1-30)平均输入电流与实际占空比D直接相关。因为一次电流斜坡中心值，且其值与相等，于是
14、有(1-31)解得(1-32)二次电流斜坡中心值为(1-33)一次电流斜坡中心值为(1-34)根据以上值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流(1-35)伏秒数为(1-36)设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素，通常将值设定为0.5左右。根据“规那么一次电感为(1-37)二次电感(1-38)1.4.3磁芯选择设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。假设无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易到达饱和。但对应所需r值，还应确保L值大小。假设所加气隙太大，那么必然导致匝数增多这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进展折中选择，通常采用如下公式一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑(1-39)其中f的单位为kHz。那么前例可得(1-40)于是开场选取这个体积或接近磁芯。在EE55中可以找到，其等效长度和面积在他的规格中已给出那么可得其体积为 (1-41) 根本满足要求。1.4.4匝数设计电压相关方程(1-42)使B与L相关联。由于给定频率的r和L表达式等效，故结合这些公式，磁通密度变化取最大值通过r，即可得到非常有用的关于r的电压相关方程式(1-43)所以假设无材料的磁导率、磁隙等信息，只要磁芯面积Ae与
