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1、深植入式医疗设备的超声能量收集系统（IMDS）Francesco Mazzilli, Prakash E. Thoppay, Vincent Praplan,和 Catherine Dehollain，巴黎高等洛 桑联邦理工学院，RFIC小组，洛桑，1015,瑞士 Marvell公司，Etoy，1163，瑞士摘要：它是可取的有源医疗植入物，以从外部源来获得能量给可再充电电池充电。在本文中， 我们已经开发出一种新的系统，通过超声波的能量转移到深植入式医疗设备。因此，外部基 站被设计为传输能源且针对于一个球形的换能器阵列提出了一个64 通道的高压驱动器。此 外，分流-C E类功率放大器（PA）采用
2、作为核心要素驱动程序，漏极效率（DE）为71%, 功率附加效率（PAE）为57%，包括栅极驱动器开关损耗。此外，级联的两个低压降（LDO） 稳压器内部使用植入装置，以减少整流器的纹波并使微能量电池的充电电压到4.1 V。LDO 是实现在一个CMOS 0.18 um的高电压（HV）的技术下并对测量的模拟结果进行报告。关键字：CMOS，能量收集，植入式医疗设备，电源管理，医疗保健，传感器网络。一、引言要求深深植入人体的主动植入式医疗设备（IMDS）植入物被要求大小在1-3立方厘米 且耦合类型是用来传输能量的1。射频电流和磁感应耦合在水中严重衰减，然而超音是一 个有效的选项来克服这个限度，尽管选择载
3、波频率很复杂2。提供能量的波长（入）的选择是由换能器的设计指导的。例如，一个球形阵列传感器可 以聚焦超声（美国）不波束形成电子束。然而，跟踪植入物时，当超出聚焦时，每个数组元 素需要一个功率放大器（PA）塑造声场。在能量传输有一个很好的候选方案，即理论功率 效率高达100%的E类功率放大器3。然而，将 CMOS 技术用于在植入物中的能量转换是更有挑战性的选择。为了避免氧化 层击穿，高压晶体管作为可用的输入电压，预计可在从几毫伏到几十伏之间变化。在医学超 声作为载波频率被设置为1兆赫，两个系列LDO被用于进一步改善在低频率的电源噪声抑 制。本文讨论了 E 类功率放大器的设计以及植入式装置的电源管
4、理细节。在第二部分将提 出超声能量收集系统。在第三部分，将描述一种用于校准64-PA的分析和优化方法。在第四 部分，贝9展示了用于改善电源抑制比（PSRR）的LDO架构。最后，在第五节给出总结。图1.超声能量收集系统链二、超声无线电力传输图1示出了美国无线电力传输（WPT）系统的方框图，64元素球面换能器阵列用于控 制单元（CU）,而采用6元素平面换能器阵列作为植入物。球形阵列的自然焦点，即最大强 度点，位于距离（d） 11厘米处，同时在-6分贝测量的重点领域是2X5平方毫米（SAtot）。 植入的传感器有一个大小为5X10平方毫米的总的有源区，而且有源区每一个元素的数组是 5X1平方毫米（S
5、A）。因此，整流器应该被连接添到加当前所产生的数组的元素，因为焦点 区域是小于SAtot。为了提高整流输出电压，一个片外分流电感器L）被用于与换能器和整 流虚数部分共鸣。对于US-WPT,通过考虑所有的链，其中包括外部功率放大器，在体内的衰减和负载的 植入物，得出估计功率链路预算作为频率选择和换能器设计的功能的方程是不存在是的。因 此，下面的方法用于设计功率放大器，并确定在直直变换转换器的输入电压范围。一个窄带 模型被假设作为压电换能器（PZT）而且植入物总是假定在空间峰值的最大强度。、分流-C E类功率放大器图2示出的分流-C E类功率放大器以及与驱动放大器和一个换能器的等效模型并由电 容器
6、（Ct）串联电阻（Rt ）构成的并行分支表示。p图2.分流-C-E类功率放大器的晶体管等效方式并联电感LP与换能器共振频率为1 MHz，串联电容CS防止任何直流馈通，并联电容 器C shunt和CP可以实现零电压开关（ZVS ）。串联电感器LS增加功率放大器的效率，因为 交流电流通过LP减小，因此，铁损降低。A.优化方法已经为E类功率放大器制定了设计公式，从今以后，这部分的调优策略被提出。分流-C E类功率放大器设计使用了先进设计系统（ADS ）同时考虑了 Rt和Ct的平均值。64-PA制 造的标准基板FR4是由低频率需求决定的。图3示出的调谐方法采用校准64-PAs，两个主循环可被区分来分别
7、根据所需的电压（V GOAL ）设置功率放大器的输出电压（vOUT ）的卩人并以最好的效率实现零电压开关。为 了设置电容的值，要把量级|VOUT - VoAL与AV或AV2比较AV2的初始条件AV, o，AV2,0要在0 .1- 1V范围内选择而且它们的值还确定最终的VOUT和Vgoal之间的最大 距离。du a - Vgqm. c Atf i 0LI*(XJTaVi = flVm a = AVIncreaseDecreaseCpVeelm *AVlouir * &QA1Vnuj. H ZW5.图3.调整多分流-C-E类功率放大器的校准方法B.测量图4表示相对于测得的输出电压之前和之后使用的调
8、谐方法的放大器的数量的直方图。37 %的数量的PAs达到Vout = VGOal = 19 V峰值，而余下的63 %呈现为在VGOal上下只有 1 V的变化。图4.输出电压W /调谐和W / O调谐的放大器数目比较为了评估分流-C-E类功率放大器的效率，一个原型被实现而且换能器被其系列集中等 效模型所取代(Rt=120Q,Xt=-j290Q)。图5示出了原型相对于直流电源(VCC)的效率而VDD 被保持恒定。漏极效率(方程1a)和功率附加效率(方程1b)是由功率放大器测得。DE =(lb)其中POUT ,RF是传递能量给RT，PVcc是直流电源，PDyn是在功率MOS栅极至源极和栅极-漏 极充
9、电/放电过程中由驱动器消耗的动态功率。根据图5, DE上的纹波小于10%VCC总比例, 而PAE的纹波小于10%VCC却大于3V。70656Q555Q454035Cshuhi =550 pF p = 690 pF5= I nF和=1 MHz(D 匚=50%)Lp - l_S-tS pH0EPAE anvi ip ipi aiVDD=4V345678910图5.调整分流-C E类功率放大器的效率64功率放大器能够在水中提供23 W/cm2的声强(IAC ),在11厘米处PVcc, to为8W , Pout,rftt为5.4 W。声强的测量是通过平均灵敏度为-264.分贝，1 V衣Pa的水听器HG
10、L-0200 (0NDA )和其相关的放大器实现的o US-WPT链路效率可以表示为所接收到的电功率Pload 和交付的电功率Pout,rftot之间的比率,5:PlnadPoT；T：RFgtPoVT:I?Pt1 且 2A3A41， 方程3可被重新排列为：OiJTlJ?i PSRRllOi4b)、 - 1在这里二一+PSRR ALDO11A PSRR1 2PSRR1PSRRLDO1二 +A3A PSRR34+PSRR3参数PSRRi定义为卩呷=A1-A ，p1PSRRA一，PSRRA,PSRRA4p3AJ。通Ap 4过将方程4a替换为方程4b，VBATT可如下表示:ViJATTPSRR匕口门、
11、PSRRLus在低频率时Vrec的任何变化都进一步抑制由使用在两个LDO串联的VBAtt，所示如术语 (PSRRldoi X PsRRLDO2 )-1。B.实验结果毎闵匚TAI頁 ei 11 + + !-OTA2图7.线性DC-DC转换器的等效网络提高电源抑制比建议LDO的电源抑制比使用7中提出的方法进行测量。在低频时电源抑制比在VBatt 测得值超过VOuT1 (图8 (a)测得值10分贝，而在高频时双方电源抑制比均下降到几分 贝(图8 (b)。为了弥补推出的微电池非常低的频率极并提高在高频率时的电源抑制比， 可以添加与低ESR的平行的旁路电容器(图8 (b)。OJ 109 zm 300 4
12、00 5QQ 700- BOO 900 1OT0HHrU)THr(t)图8.测量电源抑制比(PSRR)： (a)在低频50HZ： 1kHz; (b)在高频率10kHz:l MHz表一是推荐的LDO的测量性能一个总结。测量结果非常接近模拟结果(典型案例), 变化量正如铸造厂的过程控制显示器(PCM)所反映的一样是由于PMOS阈值电压从-1.4V (典型值)到-1.2V变化。表一 LDO的规格和性能概要ParameterInput voltage (V)Load eumenl |(mA)Ouipui voltage (VJEinttery enpciLy (Ah)(rtiV)GiOmid CuiWrttLoad regulation 吒?口丁1 也巧也4)Line rgula-dor 眾订L (mV/V)Load reulatian VfjATi mVfmA)Lint ulatior 肿(mV/V)9 ( VVeii )io4.10.05 (VStt)300 R|200 (= %占也冲丁丁)210D.66 (s-imulated 0.6) 2:1 (simulated OS 4.7 (simulat
