帝堡PL4电源故障分析

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1、PW-OKOUT帝堡PL4电源故障分析帝堡PL-350ATX电源原理分析与检修摘要：本文主要通过帝堡PL-350ATX电源的分析和故障的检修，从中进一步掌握ATX电 源。关键词：开关电源、分析、维修帝堡PL-350ATX电源电路结构比较复杂，整机原理方框图（图1） o从原理方框图中， 可以看出PL-350ATX是由以下几部分组成：交流输入及整流滤波电路、辅助电源电路、半 桥功率变换电路、TL494脉宽调制推动电路、PS-ON与PW-OK产生电路、直流稳压输出电 路、自动稳压与保护控制电路。+3.3V +5V +12V -5V -12V图（1）下面从检修角度出发，将各个单元电路工作原理简要分析如

2、下1）交流输入、整流滤波电路：220V交流电经热敏电阻THR、交流保险丝FU、C3、C4交流滤波电路，进入由VRPVR4 二极管组成的桥式整流电路。在C5、C6串联滤波电容和R2、R3均压电阻上得到300V的 直流电压，作为半桥功率变换电路及辅助电源电路的工作电压。热敏电阻作用是开机的瞬间限流, 干扰（如图2）。以防烧断保险丝。交流滤波电路用来滤除外来的交流VT12EC4242H1-R72 4.7ts图22）辅助电源电路及+5VSB输出：300V直流电压经R72限流，向振荡管VT15、变压器T3、定时电路C44、R74等组成的辅 助电路供电，产生脉冲振荡。（如图3）C42、R77组成VT15集

3、电极尖峰抑制电路，当VT15集电极电流被关断时，利用 C42的充电特性，抑制集电极尖峰电压的上升速率，保护VT15振荡管不被瞬间击穿。VT15 饱和期间，T3二次绕组输出端的感应电势为负，整流管VD5、VD6截止，一次绕组的导通 电流以磁能的形式储存在T3中。当VT15由饱和向截止时，二次绕组的感应电势为正， VD5整流输出电压供IC16输出+5VSBo若该电压丢失，主板就不能使ATX电源启动。VD6 整流输出电压供待机时IC1脉宽调制芯片TL494的12脚，此时14脚输出5V基准电压， 提供5V基准电压，提供ATX开关电源控制电路村的工作电压。+300VO-R72 47H17T4 C-+5V

4、SBOGND16CLM7805T3rh图33）脉宽调制芯片TL494引脚功能与内部结构的介绍：电压驱动型脉宽调制芯片TL494采用7-14V的工作电压，内部基 准电压为5V,最高工作频率为300KHz,可推挽/单端输出，最大250Mao13死区电 位丽据齿波振荡器死区控制比较器1二极频触发器0.12VT|-PWM比较器2误差放大器控制放大器脉宽调制控制（上图为TL494内部结构）D QCP Q、 11 _11125V基准电源14TL494引脚功能及数据引脚功能及参数1脚误差放大器1误差信号输入端（同相信号端）如没有反馈，可以直接接地屏闭.2脚误差放大器1误差信号输入端（反相信号端）如没有反9惯

5、，可以直接接基准电压屏闭.3脚误差放大器1和2输出信号补偿元件连接端.如果不用补偿，可以不接，为空脚.4脚死区控制信号输入端，所加控制输岀电压可以调输出脉冲宽度.5脚振荡器外接电容连接端，与6脚的外接的电阻一起可产生频率，f=l .l/RC的据齿波信号，幅度为0. 4-4V的据齿信号.6脚振荡器外接电阻连接端，与5脚的外接的电容一起可产生频率，f=l. 1/RC的锯齿波信号.7脚基准电源电路接地线调.8脚推挽电路输出信号A，输岀电压可达40V,电流为200mA,（反相输岀X9脚推挽电路输岀信号A,输岀频率电压与8脚所接的电压有关，如接12伏，输出频率电压就是12伏.10脚推挽电路输出信号B ,

6、输岀频率电压与11脚所接的电压有关，如接12伏，输出频率电压就是12伏。11脚推挽电路输岀信号B,输出电压可达40V,电流为200mA,（反相输岀X12脚工作电源电压输入端。13脚输出方式设定信号输入端.当该脚接基准电压时，即和14脚相连时，是双边互挽输出，输出方波最大占空比为48%,当该 地时，内部二个输出晶体管并联工作，就是二个输出端9脚和10脚波形相同，相位相同，输出电流达400mA,最大占空比为14脚+5伏 基准电源输出端，可输出5伏的基准参考电压.15脚误差放大器2误差信号输入端（反相信号端）如没有反馈，可以直接基淮电压屏闭.16脚误差放大器2误差信号输入端（同相信号端）如没有反馈，

7、可以直接接地屏闭.可直接,代换的形号B3759CW494 IR3M02 IR9494M5T494MB3670TA79494PuA494uA17494 uPA494 uPC4944）半桥功率变换电路：T2副边绕组、开关管VT1、VT2及周边元件，T1原边绕组，防偏磁电容C8构成半桥功 率变换电路，C8和T1原边绕组构成半桥功率变换电路的输出。当IC1的8脚输出脉宽调 制信号的低电平时，VT3截止，VT4导通，此时储存在T2原边N2绕组中的能量经VD16、 N2、Nl、VT4进行泄放的反向电流12,和N1绕组中的电流（经VD14、R54、Nl、VT4形成 回路），在T2副边产生的感应电压使N3绕组

8、上负下正，N4绕组上正下负，VT1因基极反 偏截止，VT2因基极正偏导通。在此期间，储存在C6电容上的150V直流电压由C6正极 -C8-T1原边绕组一T2的N5绕组一VT2c、e极一C6负极形成放电回路，该回路还有300V 直流电压对C5形成的充电电流。流向T2的N5绕组的电流在N3、N4绕组产生的感应电压 加速VT2饱和，VT1截止当IC1的11脚输出脉冲低电平的控制信号时，VT4截止，VT3导 通。储存在T2原边N1绕组中的能量，经VD15、R54、N2、VT3进行泄放的反向电流，与 N2绕组中的电流12 （经VD14、R54、N2、VT3形成回路），在T2副边绕组中产生的感应 电压共同

9、作用使N3绕组上正下负，N4绕组上负下正，VT1导通，VT2截止，300V直流电 压和C5放电电流经VT1的c、e极一T2的N5绕组一T1原边绕组-C8-C6正极一C6负 极，形成对C6的充电回路。流向T2的N5绕组的反向电流在N3、N4绕组产生的感应电压 加速VT1饱和，VT2截止。当IC1的8、11脚均输出咼电平的控制信号时，VT3、VT4因基极正偏导通，流向T2原 边Nl、N2绕组的电流，在T2副边N3、N4绕组产生的感应电压大小相等，极性相同均为 上负下正，VT1、VT2基极反偏截止，此段时间称为死区控制时间。C4、CIO、VD3、VD4、R5至R10组成两组具有负偏压特性的基极触发电

10、路，在正极性的 脉冲电压作用期间，通过对加速电容C4或C10充电，充电电压值由VD3、R9或VD4、R10 正向导通电压确定，瞬间提供很大的正向偏置基极电流，加速开关管的导通。在负极性的 脉冲电压作用期间，由C4或C10的放电产生的反向电流加快开关管的关断速度。若C4经 N3、R7、VT1的be极等效电阻、R5,以及C10经N4、R8、VT2的be极等效电阻、R6所形 成的负极性电压放电回路的时间常数，远大于IC1输出的脉宽调制周期的话，则经过若干 个重复周期，会在VT1和VT2的基极最终形成负向偏压，减小开关时间，加速电路转换。并接在VT1、VT2开关管及VT3、VT4推动管c、e极的换向二

11、极管VD1、VD2、VD15、 VD16,在晶体管截止瞬间，既能将可能出现在集电极上的负极性反向尖峰电压旁路，保护 晶体管不被反向击穿，又能将电感线圈中储存的能量进行泄放。跨接在T1原边由R4、C7 组成的缓冲回路，有效地抑制出现在高频开关变压器原边绕组上的尖峰干扰脉冲。（如图 4）VD2FRIO才 亠VDlFR102XZ)15 102寸rFG；939Km匡丁IC1,-CZZF-&K R43IN4148VD242SC1815IN4148VD515）脉宽调制及推动电路:PS-ON零电位导致IC10的UG为零电位，UK电位升至5V, VT17截止，c极零电位。IC1 的4脚电位由5V基准电压经R5

12、0、R40所组成的分压电路被建立在一个约0. 2V的正常低 电平，允许8、11脚输出相位差180度的脉宽调制控制信号，频率为IC1的5、6脚外接 定时阻容元件振荡频率的一半。脉宽调制控制信号控制VT3、VT4交替工作，推动VT1、 VT2交替工作，C5、C6通过VT1、VT2以不同方向交替作用于T1的一次绕组，二次绕组的 感应电势经整流滤波形成+3. 3V、5V、12V的输出电压。VD17、VD18以及C27用于抬高VT3、VT4发射极电位，用以提高VT3、VT4的截止电平。 由于某种原因，PS-ON出现短时间的低电平，因C31两端电压不能突变，IC1的4脚出现 高电平，8、11脚无驱动脉冲输

13、出，消除ATX电源输出误动作的可能性。随着5V基准电压 对C31的充电，IC1的4脚电位由PS-ON信号控制。（如图5）VD2FRIO、VD15 102寸s匡丁寸 er 1 IIC1IN4148 諮VD24 g2SC1815D-T4148VD51图56）+3. 3V、土5V、土 12V直流稳压输出电路:T1副边降压绕组N2感应的矩形电压脉冲，一路经二极管VD12全波整流，电感L7、L5 平滑滤波，在直流负载电阻R31、R30得到+3. 3V直流电压。T1副边N3绕组感应的电压，经恢复二极管VD6全波整流，一路经共模扼电感L1-1、 L4、C16和R82滤波回路，输出+12V电压，ATX开关电源

14、冷却风扇接在12V电压输出端 上。另一路经二极管VD20,输出约25V直流电压，其值大于辅助电源变压器T3副边N3绕 组整流输出的最大电压，ATX电源启动后，由它向IC1和T2原边绕组提供工作电压。N3绕组感应的交变电压，另一路由二极管VD7、VD8的负向全波整流，经共模扼电感 Ll-2、L3, 一路经三端稳压器7905输出-5V电压。另一路经C2O、R14、VD9整流滤波回 路，输出T2V电压。并联在N3绕组上的C13、R13尖峰吸收回路，能有效抑制当整流管截 止时出现在N3绕组上的尖峰干扰脉冲。（如图6）图67）自动稳压控制电路:A） +3. 3V自动稳压输出电路ATX电源在T1副边+3。

15、3V输出端设置了二次自动稳压控制电路，通过改变L6可变感 抗，控制+3。3V输出电压精确稳定。若输出电压上升，经R31、R30取样的IC4的UG电位 上升，UK电位下降，VT11饱和导通。在T1副边N2绕组L6侧交变矩形脉冲的正半周期 间，VD11截止，VD13导通，VT11的c极电位0。7V；在负半周期间，VD13截止，VD11导 通，由VT11的c、e极饱和导通向L6流入反向的电流使L6可变感抗增大，导致VD12整 流输出电压降低。+3o 3V电压下降又使VT11导通程度减弱，流入L6的反向电力路使L6 可变感抗减小，VD12整流输出电压上升，最后使+3。3V电压稳定。R29、C25组成IC4 （TL431）的负反馈控制回路。（如图7）图7B） +5V、+12V自动稳压控制电路IC1的1、2脚误差放大器，取样电阻R33、