双反星型整流电路1

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1、目 录,2.6 大功率可控整流电路,三相半波整流电路,电原理与整流波形,图2-25 考虑变压器漏感时的 三相半波可控整流电路及波形,2.3,大功率可控整流电路,2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 2.6.2 多重化整流电路,2.6,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合 多重化整流电路的特点： 在采用相同器件时可达到更大的功率 可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。,大功率可控整流电路,2.6,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,电解电镀等工业中应用 低电压大电流（例如几十伏，几千至几万安）可调直流电源,图2-35 带平衡

2、电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,电路结构的特点 变压器二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路。 变压器二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。 设置电感量为Lp的平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。 与三相桥式电路相比，在采用相同晶闸管的条件下，双反星形电路的输出电流可大一倍。,图2-35 带平衡电抗器的 双反星形可控整流电路,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势 如何实现？ 如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。,图2-36 双反星形电路，

3、 =0时两组整流电压、电流波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,接平衡电抗器的原因： 两个直流电源并联时，只有当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。 双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。 两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。该电压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。,考虑到ip后，每组三相半波承担的电流分别为Id/2 ip。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制环流在负载额定电流的1%2%以内。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,双反星形电路中如不接

4、平衡电抗器，即成为六相半波整流电路： 只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为60o，平均电流为Id/6。 当=0o 时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。 六相半波整流电路因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。 双反星形电路与六相半波电路的区别有无平衡电抗器。 平衡电抗器的作用： 使得两组三相半波整流电路同时导电。 对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析： 平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的电位差，它补偿了ub和ua的电动势差

5、，使得ub和ua两相的晶闸管能同时导电。 时，ubua，VT6导通，此电流在流经LP时，LP上要感应一电动势up，其方向是要阻止电流增大。可导出Lp两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：,（2-97）,（2-98）,图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,原理分析(续)： 虽然 ，但由于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通。 时间推迟至ub与ua的交点时， ub = ua ， 。 之后 ub ub ，电流才从VT6换至VT2。此时变成VT1、VT2同

6、时导电。 每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。,图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,由上述分析以可得： 平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值，见式（2-98），波形如图2-37 a中蓝色粗线所示。,（2-98）,图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,谐波分析 将图2-36中ud1和ud2的波形用傅氏级数

7、展开，可得 当 =0时的ud1、ud2，即,由式（2-97）和（2-98）可得,可见， ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波 为六次谐波。,（2-99）,（2-100）,（2-101）,（2-102）,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1, =30、 =60和 =90时输出电压的波形分析 需要分析各种控制角时的输出波形时，可先求出两组三相半波电路的ud1和ud2波形，然后根据式（2-98）做出波形( ud1+ud2 ) / 2。 双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，f=300Hz。 电感负载情况下，移相范围是90。 如果是电阻负

8、载，移相范围为120。,图2-39 当 =30、60、90时，双反星形电路的输出电压波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为: Ud=1.17 U2 cos 将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论： （1）三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。 （2）当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是单相桥的2倍。 （3）两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,多重化整流电路,整流装置功率进一步加大

9、时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。 1. 移相多重联结,2个三相桥并联而成的12脉波整流电路。,图2-40 并联多重联结的12脉波整流电路,2.6.2,移相30构成的串联2重联结电路,星形,三角形,图2-41 移相30串联2重联结电路,图2-42 移相30串联2重联结电路电流波形,整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位 相差30、大小相等的两组电压，接到相互串联的2组整流桥。,多重化整流电路,2.6.2,iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下： 即输入电流谐波次数为12k1，其幅值与次数成反比而降低。 该电路的其他特性如下

10、： 直流输出电压 位移因数 cosj1=cosa （单桥时相同） 功率因数 l=n cosj1 =0.9886cosa,（2-103）,（2-104）,多重化整流电路,2.6.2,利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构成串联3重联结电路： 整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法。 整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。 交流侧输入电流谐波更少，为18k1次（k=1, 2, 3），ud的脉动也更小。 输入位移因数和功率因数分别为： cosj1=cosa =0.9949cosa,多重化整流电路,2.6.2,将整流变压器的二次绕组移相

11、15，可构成串联4重联结电路 为24脉波整流电路 其交流侧输入电流谐波次为24k1，k=1，2，3。 输入位移因数功率因数分别为： cosj1=cosa =0.9971cosa 采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。,多重化整流电路,2.6.2,2. 多重联结电路的顺序控制 只对多重整流桥中一个桥的角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。 或者不工作而使该桥输出直流电压为零。 或者 =0而使该桥输出电压最大。 根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。 并不能降低输入电

12、流谐波。但是各组桥中只有一组在进行相位控制，其余各组或不工作，或位移因数为1，因此总功率因数得以提高。 我国电气机车的整流器大多为这种方式。,多重化整流电路,2.6.2,3重晶闸管整流桥顺序控制,当需要的输出电压低于三分之一最高电压时，只对第I组 桥的角进行控制，连续触发VT23、VT24、VT33、VT34使其 导通，这样第II、III组桥的输出电压就为零。,图2-43 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形,从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。,多重化整流电路,2.6.2,1脉冲形成环节,控制电压uco加在V4基极上

13、。,V4、V5 脉冲形成,V7、V8 脉冲放大,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,uco对脉冲的控制作用及脉冲形成：,uco=0时，V4截止。V5饱和导通。V7、V8处于截止状态，无脉冲输出。电容C3充电，充满后电容两端电压接近2E1(30V)。,电容C3放电和反向充电，使V5基极电位 ，直到ub5 -E1(-15V)，V5又重新导通。使V7、V8截止，输出脉冲终止。,时，V4导通，A点电位由+E1(+15V) 1.0V左右，V5基极电位 约-2E1(-30V)， V5立即截止。V5集电极电压由 -E1(-15V) 到+2.1V，V7、V8导通，输

14、出触发脉冲。,脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关。,电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组接在V8集电极电路中。,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,输出,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,2. 锯齿波的形成和脉冲移相环节 锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。,恒流源电路方案，由V1、V2、V3和C2等元件组成,V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,工作原理：,V2导通时，因R4很小故C2迅速放电，ub3电位

15、迅速降到零伏附近。,V2周期性地通断，ub3便形成一锯齿波，同样ue3也是一个锯齿波。,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,V2截止时，恒流源电流I1c对电容C2充电， 调节RP2，即改变C2的恒定充电电流I1c，可见RP2是用来调节锯齿波斜率的。,射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压ub3的影响。,图2-55 同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形,工作原理（续）：,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位。,M点是V4由截止到导通的转折点，也就是脉冲的前沿。,当uco为正值时，b

16、4点的波形由uh+ up + uco 确定。,如果uco=0，up为负值时，b4点的波形由uh+ up 确定。,V4基极电位由锯齿波电压、控制电压uco、直流偏移电压up三者作用的叠加所定。,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,三相全控桥时的情况: 接感性负载电流连续时，脉冲初始相位应定在 =90； 如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相范围理论上为180（由于考虑 min和bmin，实际一般为120），由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于180，例如240，此时，令uco=0，调节up的大小使产生脉冲的M点移至锯齿波240的中央（120处），相应于 =90的位置。 如uco为正值，M点就向前移，控制角 90，晶闸管电路处于逆变状态。,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,3. 同步环节 同步要求