微机原理 中断与中断管理

《微机原理 中断与中断管理》由会员分享，可在线阅读，更多相关《微机原理 中断与中断管理（77页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。

1、第 九 章 模拟信号的数字传输主要内容抽样定理 模拟信号的数字化 技术 脉冲编码调制 时分复用系统重点抽样定理 抽样、量化、编码的概念 PCM 信号时分复用的概念 时分复用系统结构9.1 引言 9.2 抽样定理 9.4 模拟信号的量化 9.5 脉冲编码调制9.9 时分复用和多路数字电话系统作业9.7 增量调制 9.8 PCM和M的性能比较9.6 差分脉冲编码调制习题 9 - 1、9、10、13、14作业9.1 引 言特点：用数字通信系统传输模拟信号m（t） ak m（t）数字通信 系统模拟 信息源抽样 量化 编码译码低通 ak 任务： 模拟信号的数字化，形成数字基带信号数字基带信号的无失真传输

2、从接收数字信号中完整无失真的还原模拟信号9.2 抽样定理9.2.1 低通型信号的抽样定理9.2.2 带通型信号的抽样定理定义：一个频带限制在 fm 以下的连续信号 m( t )，可以唯一的用时间间隔 的抽样值序列来 确定。9.2.1 低通信号的抽样定理或：若连续信号 m( t ) 的频带限制在 fm 以下，则当抽 样信号频率满足 fs 2 fm ，并对 m( t ) 进行抽样， 必能从所得样值序列中恢复 m( t ) 。抽样：每隔一定的时间间隔 T ，抽取模拟信号的一个瞬时幅度值（样值）。概念抽样频率 fs ： fs 不是越高越好，与数字基带信号的带宽有关。 图形说明ms( t ) 0时域图频

3、谱图m ( t ) M ( f ) fm- fmMs( f ) 0 讨论：结论： fs 的值必须满足抽样定理9.2.2 带通型信号的抽样定理定义：若模拟信号 m( t ) 的频率范围为 fL fH带宽 B = fH - fL 如果 fL B， 则 m( t ) 为带通型信号概念：带通型信号的 fH 很高，若仍按 fs 2 fH 抽样，虽能满足样值序列频谱不产生重叠以确保恢复 m( t ) 的要求，但将降低信道频带利用率。 讨论：结论：fH = nBfH 任意fs 通用公式fMs( f ) 0B -B 令 带通信号 fH = 6B， 抽样频率 fs = 2B9.2.2.1 fH = nBfM(

4、f )fLfHfs - fs 0fT ( f ) 0- fL- fHB -B 讨论：结论：若限制 fs 0 时，是压缩后量化精度提高的倍数， 定义表示量化信噪比改善程度例：设=100小信号时（x0）大信号时（x=1）说明性能变差解：9.5 脉冲编码调制（PCM）9.5.1 码型的选择9.5.2 PCM 编码方法9.5.3 PCM 系统的抗噪性能自然二进制码 折叠二进制码 格雷码抽样值 脉冲极性自然二进制码 折叠二进制码 量化级正极性信号1 1 11 1 17 1 1 01 1 0 61 0 11 0 151 0 01 0 04负极性信号0 1 10 0 03 0 1 00 0 120 0 1

5、0 1 010 0 00 1 109.5.1 码型的选择发发收 0 1 1 收 0 1 1收 0 0 0收 0 0 0发发折叠码优点：1）只需对单极性信号进行编码。2）小信号的抗噪性能强，大信号反之。码位数 N 的确定： 当输入信号动态范围一定，量化级数 M 越大，量化间隔 v 越小，量化噪声越小，但所需编码位数 N 越多。定义：PCM 信号参数 fs = 8 KHz、混合量化方法、二进制折叠码 M = 256、 N = 8一个码组：C1C2C3C4C5C6C7C8C1 极性码C2C3C4 段落码C5C6C7C8 段内码9.5.2 PCM 编码方法量化区间的划分x1非均匀量化 M1 = 8，分

6、为 8 个段落均匀量化 M2 = 16，每段分为 16 级第一、二段依此类推：第三段M = M0 M1 M2 =段落号12345678段落起点电平0163264128 256 512 1024编码方法段落号 段落码 C2C3C4 81 1 1 71 1 0 61 0 1 51 0 0 4 0 1 1 30 1 020 0 1 10 0 0段内码 量化级 C5C6C7C8 1 1 1 115 1 1 1 014 1 0 0 08 0 1 1 170 0 0 1 1 0 0 0 0 0例例：已知一个样值为 +1270 个量化单位，采用13 折线 A 率压缩。求 PCM 编码码组和量化误差。解：1）

7、确定 C1 C1 = 1 + 1270 个量化单位 = + 1270 v 02）确定 C2C3C4 1024 1系统输出信噪比9.6 差分脉冲编码调制9.6.1 DPCM 原理9.6.2 DPCM 编译码9.6.3 DPCM 的量化信噪比9.6.1 DPCM 原理PCM 信号的特点：其幅度动态范围大，样值编码需要 较多位数以满足精度要求，增加了传输速率。大多数信源信号在相邻抽样样值间具有很强的相关性思路：对相邻样值的差值进行编码，以降低信号传输速率。其信号称为DPCM（差分脉冲编码调制）。 在量化台阶不变的情况下（即量化噪声不变）， 编码位数减少，信号带宽压缩。 若样值之差仍用 N 位编码传送

8、，则DPCM的量化 信噪比优于PCM系统。DPCM 的特点：9.6.2 DPCM 编译码方法：依据前面第 k-1 个样值预测当前第 k 个的样值。xn: 输入样值: 重建序列xndn : 差值序列: 预测序列xn量化 器编 码预测 器解 码+-xnxndndqndqncnxnxncn预测 器+xn+预测器输出：例例量化器- +激励预测输入第一拍 预测输出第二拍 预测输出激励预测输入线性预测器种类 极点预测器 零点预测器 零极点预测器量化器- +定义：系统的总量化误差 en 为输入样值 xn 与重建序列 之差。xn仅与差值序列 dn 的量化误差有关9.6.3 DPCM系统的量化信噪比量化信噪比为

9、:：差值序列经过量化处理产生的量化信噪比。相当于PCM系统的量化信噪比。Gp ：预测增益。是DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益一般差值序列功率Ed 2n远小于信号功率Ex2nGp大于 1，约为611 dB。 结论：若要求 DPCM 系统达到与 PCM 系统相同的信噪比， 可降低对量化器信噪比的要求，即可减小量化级数， 从而减少码位数，降低比特率。 改进型自适应预测器：预测系数随语音信号的统计特性变化， 使预测增益最大。自适应量化器：分层电平、量化电平随预测误差的统 计特性变化，使误差量化器的量化信 噪比最大。ADPCM 自适应差分脉码调制采用自适应预测和自适应量化技术改善 DPCM量

10、化信噪比ADPCM 编、译码器简化框图9.7 增量调制（M）9.7.1 M 原理9.7.2 M 编译码9.7.3 M 系统的抗噪性能思路：样值序列中两个相邻样值之间必存在大小关系， 可以用两个逻辑状态来描述。9.7.1 M 原理要求：进一步降低信号传输速率。定义：用一位二进制码表示相邻样值之间的变化趋向，使每 个样值只需 1 位编码，称为增量调制。样值序列特征：抽样速率很高（远大于奈奎斯特速率），抽 样间隔很小，相邻样值之间的幅度变化较小，不超过 量化间隔。波形参数：抽样间隔t ，均匀量化，量化间隔010101111110m(t)m(t)0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t

11、1阶梯信号 m(t) 的两个特点：在每个t 间隔内， m(t) 的幅值不变; 相邻间隔的幅值差为（上升或下降一个量化阶）， 不能出现过载。过载量化噪声限制条件过载分析9.7.2 M 编译码方法一量化器- +编 码解 码低 通M是DPCM的特例，量化器的量化级数为2方法二特点：适合进行理论分析或计算机仿真研究。积分器m(t) 脉冲发生器M低通特点：适合硬件实现。_+积分器m(t)e(t)m1(t)脉冲发生器M判决比较器Ts发送端接收端波形m(t)010101111110m(t)0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t1m1(t)预测信号过载特性与动态编码范围当 K 大于或等于模拟

12、信号 m(t) 的最大斜率时定义 译码器的最大跟踪斜率已知 抽样间隔为t，量化台阶为译码器输出 m(t)能跟踪输入信号 m(t) 的变化，不发生过载， 与m(t) 误差局限在-，为一般量化误差。 克服过载方法： 增大，使一般量化误差增加。 增大 fs ，使一般量化误差减小。 结论：M系统的抽样速率比PCM系统的抽样速率高，其典型值为 16 KHz 或 32 KHz过载噪声是在正常工作时 必须且可以避免的噪声例：输入模拟信号为m(t)=A sink t斜率的最大值为了不发生过载，应满足 临界过载振幅为 当抽样频率 fs一定，Amax随 fk 的增加而减小导致语音高频段的量化信噪比下降，M 不实用

13、 定义Amax为最大编码电平， Amin/2 为最小编码电平 定义编码的动态范围 DC = Amax / Amin选用 fk= 800Hz 为测试标准，获得动态范围与抽样频率关系分析抽样频率为 fs (KHz)1020324080100 编码的动态范围 DC (dB)121822243032结论：增量调制的编码动态范围较小，在低传码率时，不符 合话音信号要求。通常，话音信号动态范围要求为 40 50 dB，因此，实用中的M常用改进型，如增量总 和调制、 数字压扩自适应增量调制。 量化信噪比9.7.3 M 系统的抗噪性能则 量化噪声的平均功率为假定 eq(t) 在（-，+）之间均匀分布 eq(t

14、) 的最小周期大致是抽样频率 fs 的倒数，而且大于 1/fs 的任意周期都可能出现 近似认为 在（0，fs）频带内均匀分布 量化噪声的单边功率谱密度为仅考虑一般量化噪声 eq(t)= m(t) - m(t) 经带宽为 fm 的低通滤波器后输出的量化噪声功率为与fm/fs有关 临界振幅条件下输入信号功率的最大值为 系统最大的量化信噪比为 fs 每提高一倍，量化信噪比提高 9 dB。当 fs 为 32kHz 时， 量化信噪比约为26 dB，只能满足一般通信质量的要求。 信号频率 fk 每提高一倍， 量化信噪比下降 6 dB。 误码信噪比信道加性噪声引起的误码噪声功率Ne 为f1 是语音频带的下截

15、止频率与 系统误码率 Pe 成反比M 系统输出的总信噪比为本质区别：PCM 是对样值本身编码9.8 PCM 与M 的性能比较M 是对相邻样值的差值的极性编码 抽样速率 PCM 系统中的抽样速率fs 是根据抽样定理来确定的；M 的抽样速率与最大跟踪斜率和信噪比有关。在保 证不发生过载，达到与PCM系统相同的信噪比时 ，M的抽样速率远远高于奈奎斯特速率。 带宽M系统的数码率为Rb = fs ，要求的最小信道带宽为PCM系统的数码率为64 KHz，要求最小信道带宽为32KHz。 通常实际应用取 fs 量化信噪比在相同的数码率Rb条件下 数码率低时，M 性能优越； 数码率较高时，PCM 性能优越比较曲线可知，当 PCM 系统的编码位数N4（码率较低）时，M的量化信噪比高于PCM 系统。 信道误码的影响M 系统中，每一个误码只造成一个量阶的误差，所以它对