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1、开关电源辅助绕组的设计与仿真 UT 斯达康宽带事业部研发中心 陈山 Abstract 采用辅助绕组供电方式是开关电源低功耗， 低成本设计的首选方法。 本文对开关电源的两种典型 辅助绕组供电方式进行了分析， 总结了各自的优缺点。 同时针对辅助绕组设计中易出现的问题给 出了解决方法。 Keywords: 开关电源，辅助绕组，低功耗，环路速度 1. 概述概述 在采用 PWM 芯片的开关电源中，控制芯片电路的供电通常有两种方案。第一种是采用串联 稳压从输入直流电压降压得到控制芯片的工作电压。这种方法的优点是电路简单，易实现， 但有一个非常大的缺点：功耗过大。举例来说，如输入电压为-60V，芯片自身静态
2、工作电 流 15mA，输出电流 30mA（包括 MOS 管驱动电流及其它外围器件耗电） ，则芯片总电流需 求为 45mA。假设芯片供电电压 12V，则串联稳压电路上的功耗为 (60 12)*(30 15)2.16dPW=+= (1) 在无风状态下要散发这么大的热量，串联稳压电路需要采用额定功率总和至少 5W 的器件， 且要在电阻、三极管等器件之间做好功率分配。此外，无风状态下 5W 的器件占 PCB 面积 至少要 2cm2（若功率密度过高则必须风冷） 。在电子产品对低功耗，高密度的要求越来越高 的今天，串联降压显然不是令人满意的解决方案。 第二种供电方案是采用辅助绕组从主变压器上取电， 整流后
3、供给芯片控制电路。 这种方法因 为辅助绕组的输出电压可根据开关电源控制芯片的实际需要调节到一个较低的值， 免除了串 联稳压的大部分压降， 所以功耗要小得多。 辅助绕组供电方案可根据辅助绕组的接法不同而 分为正激辅助绕组和反激辅助绕组。下面对这两种辅助绕组供电方案分别进行分析。 2. 正激辅助绕组供电方案正激辅助绕组供电方案 Fig.1 给出了一个简化的采用 UC3843 作为控制器的反激开关电源原理图。 其中 Lp 为初级绕 组，Ls 为次级绕组，Lvcc 为辅助绕组。图中 Lvcc 为正激接法，即在 MOS 管 M1 导通时输 出。 因为是正激接法，所以辅助绕组作为原边 L1 的副边，在 t
4、on 期间对原边起到一个负载的作 用。其等效电路如 Fig.2 中虚线框所示： 图中， Llea：漏感 Rcu：初级绕组电阻 Rfe：励磁损耗 Lmag：初级磁化电感 Rref_vcc：辅助绕组输出功率反射至原边阻抗 根据变压器的原理可得， VVcci Vcc pNV N= (2) 要评估辅助绕组拓扑的优劣，一个主要指标是VVcc|Vi，即 VVcc在 Vi变化范围内的波动程 度。 VVcc的波动最低点电压必须大于控制芯片的最小工作电压， 最高点则不能超过芯片允许 的最高电压。在满足这两个条件的基础上，VVcc的平均值应当尽可能地低以降低功耗。 设该反激电源输出为 75V18W，T1 初级绕组
5、 17 匝，电感量 50uH，次级绕组 51 匝，电感量 450uH，输出额定功率时工作于 CCM 方式。我们来计算此条件下对应 Vimin和 Vimax的辅助 Fig. 1 反激开关电源原理示意图（辅助绕组正激接法） Fig. 2 正激接法辅助绕组 ton 时等效电路 绕组输出电压的峰值 VVcc2和谷值 VVcc1。计算思路如下： 首先根据 Vimin算出辅助绕组需要的最小匝数。然后根据确定的辅助绕组匝数算出对应 Vimax 的辅助绕组输出电压峰值 VVcc2，并据此算出控制芯片的最大功耗。 2.1 确定辅助绕组匝数确定辅助绕组匝数 通常辅助绕组采用半波整流，其波形图如 Fig. 3 所示
6、。 Fig. 3 半波整流波形图 V计算过程如下： 取 VVcc的有效值为 12V， 芯片自身静态工作电流和输出电流分别为 15mA 和 30mA， 则 VVcc 的取用功率为 *()12*(15 ( 3)30 ( 3)0.54VccVccQoPVIIeeW=+=+= (3) 注：15e(-3)表示 15x10-3，下同。 当 C1 采用 1uF 电容时， 22*0.54*2.5 ( 6)0.5210 ( 7)VccP TeVVCe=(4) 因为要在 Vimin时使辅助绕组输出电压谷值 VVcc1大于 UC3843 的最低供电电压 8.4V， 再加上 1V 的 margin，所以图中的 VVc
7、c1必须大于等于 9.4V。取半波整流二极管的压降为 0.7V，则 辅助绕组在输入电压为最低值 Vimin（36V）时的交流有效值近似为 1/ 20.710.36VccVccVVVV= += (5) 据此求得辅助绕组的匝数为 min10.36*174.8936Vccp Vcc iVNNV= (6) 根据以上计算，取 NVcc为 5 匝时，可保证在 Vimin时辅助绕组仍能输出足够高的电压供给控 制芯片工作。 2.2 确定最高输入电压（确定最高输入电压（60V）时的）时的 PVcc 电流型反激拓扑输入为 Vimax时，在 ton 期间加在变压器初级绕组两端的电压升高，但因为 是电流型控制方式，初
8、级电流峰值 Ip2保持不变。根据能量守恒原理，输出功率不变时每周期的能量转换21 2ppLI不变，即初级电流谷值 Ip1也保持不变，如 Fig. 4 所示。 Fig. 4 电流型反激拓扑初级电流 将 2.1 中解得的辅助绕组匝数代入(2)，得输入为 Vimax时的辅助绕组有效值 VVcc为 max*5*60V17.6517Vcci Vcc pNVVN= (7) 得出输入 60V 时的辅助绕组输出电压峰值 VVcc2为 20.7/ 218.61VccVccVVVV=+ = (8) 求得此时的辅助绕组输出功率 PVcc为 2*()18.61*(15 ( 3)30 ( 3)0.84VccVccQoP
9、VIIeeW=+=+= (9) 同理可求得输入 72V 时的辅助绕组输出电压峰值 VVcc2为 20.7/ 222.13VccVccVVVV=+ = (10) UC3843 最高工作电压为 30V，故输入 72V 时 VVcc2仍在限度之内。 输入 72V 时 PVcc为 2*()22.13*(15 ( 3)30 ( 3)0.996VccVccQoPVIIeeW=+=+= (11) UC3843 的最大功耗为 1W，在输入电压为 60V 时功耗裕量只有 16%。而当输入电压为 72V 时功耗裕量为零。这可能导致控制芯片在长期不间断工作条件下的失效率上升。 根据以上推导， 正激接法的辅助绕组输出
10、电压随着输入电压的升高而升高。 当输入电压为最 大值时， 可产生较大的功耗而影响控制芯片的使用寿命。 另外， 当辅助绕组匝数取得过大时， 正激接法可能在输入最高电压时输出超过控制芯片的允许最高电压而将芯片损坏。 3. 反激辅助绕组供电方案反激辅助绕组供电方案 将 Fig.1 中 Lvcc 的极性对换一下，即可得到反激接法的辅助绕组。如 Fig. 5 中所示。 此时 Lvcc 与反激变压器次级绕组 Ls 一样，在 M1 截止时，即 toff 期间输出。 反激接法辅助绕组的输出电压 Vcca是由那些因素决定的呢？我们来推导一下。 当 M1 截止时，即 ton 结束，toff 开始之时，Lp 中的电
11、流为峰值电流 Ip2，所储存的能量为2 21 2ppL I。 这个能量在 toff 开始之时转移到次级绕组和辅助绕组中并在 toff 期间对次级绕组和辅助绕组的负载供电。为了从简到难地分析这个过程，我们先对只有次级绕组存在（即无 辅助绕组）的情形进行分析。然后再对辅助绕组存在的情形进行分析。 3.1 无辅助绕组时次级绕组的输出电压无辅助绕组时次级绕组的输出电压 我们知道，对于电流型的拓扑，初级绕组电流峰值由取样电阻决定，即 21p senseIR= (12) Rsense：UC3843 电流取样电阻，即 Fig.5 中的 R3 而次级电压绕组输出电压 Vs由下式决定 12 2ss ssLoad
12、DLoadDIIVI RVRV+=+=+ (13) RLoad：次级负载电阻 VD：次级输出整流二极管的压降 注：忽略次级绕组内阻 我们的目标是求出次级输出电压的峰值 Vs2和谷值 Vs1，为此需要先求出 Is2和 Is1。 先求 Is2。我们知道，无辅助绕组时，toff 期间磁芯中的磁通由次级绕组放电电流决定，即 ssNNBSL I = = (14) Ls：次级绕组电感 Is：次级绕组电流 在 Ls确定的情况下，Is的峰值 Is2由反激能量转换关系确定 22p sp sLIIL= (15) Lp：初级绕组电感 Ip2：初级绕组电流峰值 Is2：次级绕组电流峰值 代入(13)，得电流型反激拓扑
13、次级电压峰值 Vs2为 Fig. 5 反激开关电源原理示意图（辅助绕组反激接法） 222ppLoad ssLoadDpLoadDD sssenseLLRVI RVIRVVLLR=+=+=+ (16) 我们来继续推导次级电流的谷值 Is1以及次级电压的谷值 Vs1。 当认为 Vo 近似不变（这在带反馈控制的拓扑中是可以满足的）时，则经过 toff 时间的放电， 次级电流变化量为 21o off sss sV tIIL = (17) 上式表示次级电流的变化量与 toff成正比。为了从感性上理解这个公式，让我们设想一下以 下状况：当负载加重但还不足以拉低 Vo 时，Po 增加，toff减小。因为电流
14、型控制 Is2是固定 的，则s必须减少，即将 Is1提高，才能提高 Is的平均值以在每周期输出足够能量，因此，Is变化量与 toff成正比，这就是(17)的物理意义。 由(17)可得 121po off sss ssensesLV tIILRL= = (18) 次级输出电压谷值为 111()po off ssLoadDLoadD ssensesLV tVI RVRVLRL=+=+ (19) 对于带反馈（闭环）的拓扑，Vo 可认为是常数。因此从(19)式可以看出 Vs与 Vi没有关系， 即闭环反激电流型拓扑的次级输出电压与输入电压无关。同时，(19)告诉我们以下事实：次 级输出电压的峰值和谷值皆
15、与负载电阻 Rload有关。 3.2 有辅助绕组时次级绕组的输出电压有辅助绕组时次级绕组的输出电压 辅助绕组存在时，磁芯中的磁通由次级绕组和辅助绕组的放电电流共同决定 ssVcc VccNNBSL ILI = =+ (20) 为简化分析，设变压器三个绕组之间的耦合系数都为 1。在此假设下，辅助绕组和次级绕组 中流过同一个磁通，故必有 s Vccs VccNIIN= (21) Ns：次级绕组匝数 NVcc：辅助绕组匝数 LVcc：辅助绕组电感 注：附录 1 对次级绕组与辅助绕组之间的输出电流分配进行了探讨和仿真验证。 在 Ls，LVcc确定的情况下，由反激能量转换关系并将(21)代入可得 222
16、 222111 222ppssVcc VccL IL ILI=+ (22) 222 22222 22111()222()s ppssVccs Vccs ppsVccs VccNL IL ILINNL ILLIN=+=+(23) (23)式的物理意义是初级的能量要在次级电感和辅助绕组电感上分配。 继续解得次级峰值电流为 221pp sp sssensesVccsVcc VccVccLLIINNRLLLLNN= +(24) 22pLoad ssLoadDD ssense sVcc VccLRVI RVVNRLLN=+=+ +(25) 这就是有辅助绕组时反激电流型拓扑的次级输出电压峰值公式。 如果在对(22)的整理中以 IVcc2为目的变量，则得 222 22222 22111()222()Vcc ppVccVccVcc Vcc sVcc ppVccVccVcc sNL ILILINNL ILLIN=+=+(26) 221
