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1、 2011 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 7/29/11 AN-9735 采用采用FAN103与与FSEZ1317的的LED照明控制用照明控制用原边原边调节调节反激变换反激变换 器器的的设计指南设计指南 引言引言 许多LED照明系统都采用反激变换器拓扑。在需要高精 度输出电流调节的应用场合中，副边必须采用电流检 测，这就导致了额外的检测损耗。对于正在努力应对日 益严格的规范压力的电源设计师而言，输出电流检测是 一项艰巨的设计挑战。 在LED照明系统中，采用原边调节（PSR）的电源是满 足规定、优化成本的最佳解决方案。只需通过LE
2、D灯原 边的控制器的信息，原边调节就能够实现对输出电压和 电流的高精度控制。这样就消除了输出电流检测损耗和 所有的副边反馈电路，使电源设计具有更高的效率，而 不会带来巨大的成本。飞兆半导体公司的PWM PSR控 制器FAN103 和飞兆功率开关（FPS）（MOSFET + 控制器，EZ-PSR）FSEZ1317大大简化了满足较高效率 所需要的电路，而且只需要较少的外部器件。 本应用笔记介绍了采用飞兆半导体公司器件的LED照明 系统的设计思路。其中包括变压器设计、输出滤波器设 计、器件选型与恒流控制实现。按步介绍了电源的设计 过程。采用FSEZ1317的变换器实验样机验证了该设计 的可行性。图1
3、给出了采用FSEZ1317的LED照明典型应 用电路。 VACVDL+-RSenseR1R2T1DSNRSNCSNRSN2CSN2CODFCDLLEDsZDRZDDBridgeRFCVDDDFACVSLmNPNSVF+IF-VO+-IOIDSVCS+-VANA+-RStartIStart+-VFAFSEZ1317732125HVCSDRAINVDDVSGNDCOMR4Figure 1. 典型应用电路典型应用电路 AN-9735 APPLICATION NOTE 2011 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 7/29/11 2 原边原边
4、调节器的工作原理调节器的工作原理 反激变换器的典型波形如图2所示。一般地，原边调节 器倾向于采用断续导通模式（DCM），因为这种模式可 以更好地实现输出调节。原边调节器的关键部分在于： 在不直接检测的情况下如何获得输出电压和电流信号。 一旦获得了这些数值，就可以采用传统的反馈补偿方法 来实现控制。 IDSIFtONtDIStSVAStage IStage IIStage IIIStage IIPKIO = IF_AVGSA FNNVSP PKNNISA ONNVFigure 2. PSR 反激变换器的关键波形反激变换器的关键波形 DCM反激变换器的工作原理如下： 阶段阶段I MOSFET开通（
5、tON）时，输入电压（VDL）施加到原边 电感（Lm）两端。MOSFET电流（IDS）从零线性地增加 到峰值（IPK）。这个过程中，从输入端抽取的能量被储 存在电感中。 阶段阶段II MOSFET关断时，电感储存的能量使整流二极管（DF） 开通。在二极管导通期间（tDIS），输出电压（VO）与 二极管正向电压降（VF）同时施加到副边电感两端。二 极管电流（IF）从峰值线性地降到零。tDIS结束时，电感 上所有储存的能力被传递到了输出端。 阶段阶段III 当二极管电流达到零时，由于原边电感（Lm）和 MOSFET输出电容谐振，变压器辅助绕组电压（VA）开 始震荡。 设计过程设计过程 该部分介绍了
6、设计过程，参考原理图如图3所示。 VOIOVONIONfS = 50kHzfS = 33kHz0.7*VONUVLOConstant Voltage OperationConstant Current OperationABCOFigure 3. CV和和CC工作区域工作区域 【第一步】估算效率第一步】估算效率 图3给出了CV和CC工作区域。为了优化功率电路的设 计，工作点A（额定输出电压和电流），B点（70%额定 输出电压）和C点（最小输出电压）要指定一个效率和 输入功率。 1. 估算工作点A、B和C的总体效率（）：通过估算 总体功率转换效率来计算输入功率。如果没有参 考数据，设定低压输出应
7、用中 = 0.7 0.75，高 压输出应用中 = 0.8 0.85。 2. 工作点A、B和C处估算的原边效率为P，副边效 率为S。图4给出了原边和副边效率的定义，其中 原边效率指交流输入传输到变压器原边的功率， 副边效率指变压器副边传输到电源输出的功率。 原边和副边效率典型值的计算表达式如下： VVOSP10;,32 31 (1) VVOSP10;,31 32 (2) AN-9735 APPLICATION NOTE 2011 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 7/29/11 3 +-+ -LoadVAC VOVF P SFigur
8、e 4. 原边和副边效率原边和副边效率 根据估算的整体效率，额定输出下输入功率表达式为： N ON O INIVP(3) 式中，VON 和ION分别指额定输出电压和电流。 额定输出时变压器输入功率的表达式为： SN ON O TINIVP_(4) 当输出电压降到70%额定值以下时，为了防止出现 CCM工作状态，频率减少到33kHz。因此，应该在70% 额定输出电压和最小输出电压两种DCM工况下进行变压 器设计。 在CCM模式下，效率随着输出电压的降低而降低。为了 优化变压器设计，需要在70%额定输出电压和最小输出 电压情况下估算效率。 在70%额定输出电压工况下（工作点B）的总体效率近 似为：
9、 N OFN OFN ON O BVVV VVV7 . 0 7 . 0(5) 式中，VF指二极管正向压降。 在70%额定输出电压工况下（工作点B）的副边效率近 似为： N OFN OFN ON O SBSVVV VVV7 . 0 7 . 0(6) 在70%额定输出电压工况下（工作点B）的电源输入功 率和变压器输入功率表达式分别为： BN ON O BINIVP7 . 0(7) BSN ON O BTINIVP_7 . 0(8) 最小输出电压工况下（工作点C），总体效率近似为： N OFN OFOO CVVV VVVminmin(9) 式中，Vomin指最小输出电压。 最小输出电压工况下（工作点
10、C），副边效率近似为： N OFN OFOO SCVVV VVVminmin(10) 最小输出电压工况下（工作点C），电源输入功率和变 压器输入功率表达式为： CN OO CINIVPmin(11) CSN OO BTINIVPmin_(12) 【第二步】确定直流【第二步】确定直流侧侧电容（电容（CDL）和电压范围）和电压范围 通用电源输入情况下（90 265VRMS），直流母线电容 典型值选取2-3 F每瓦，欧洲电源输入情况下（95 265VRMS），选取1 F每瓦。直流母线电容确定后，最小 直流电压计算公式为： LDLchIN LINEDLfCDPVV)1 ()(22minmin(13)
11、式中，VLINEmin指最低线电压，CDL指直流侧电容，fL 指电网频率，Dch指电容充电占空比，其定义如图5所 示，典型值为0.2。 AN-9735 APPLICATION NOTE 2011 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 7/29/11 4 VDLVDLminT1T2 21 TTDchFigure 5. 原边和副边效率原边和副边效率 最大直流电压为： maxmax2LINEDLVV(14) 式中，VLINEmax指最大线电压。 输出电压为70%额定时，最小输入直流电压为： LDLchBIN LINEBDLfCDPVV)1 (
12、)(22minmin (15) 输出电压为最小值时，最小输入直流电压为： LDLchCIN LINECDLfCDPVV)1 ()(22minmin (16) 【第三步】确定变压器匝数比【第三步】确定变压器匝数比 图6给出了MOSFET漏源极电压波形。当MOSFET关断 时，输入电压（VDL）和反射到原边的输出电压之和被 强加到MOSFET上，其表达式为： RODLnom DSVVVmax(17) 式中，VRO指反射的输出电压，其定义为： FO PS ROVVNNV(18) 式中，VF指二极管正向压降，NP和NS分别指原边和副 边线圈匝数。 当MOSFET开通时，输出电压与反射到副边的输入电压
13、之和被强加到二极管两端，其表达式为： max DL PS OFVNNVV(19) 由 式 （ 5 ） 、 （ 6 ） 可 以 看 出 ， 当 变 压 器 匝 数 比 （NP/NS）增加时，MOSFET电压随之增加，同时降低 了整流二极管的电压应力。因此，确定变压器匝数比 （NP/NS）时，应当折中考虑到MOSFET和二极管的电 压应力。同时确定变压器匝数比时，也要考虑漏极过冲 电压（VOS）。MOSFET最大电压应力为： OSRODLDSVVVVmaxmax(20) 对于合理设计的缓冲器，过冲电压典型值为11.5倍的反 射输出电压。MOSFET最大电压应力也应该留有15% 20%击穿电压的裕度
14、。 VDSSP FONNVV)(tVDCVOSVRO15 20% of BVDSSFigure 6. OSFET的电压应力的电压应力 变压器辅助绕组和副边绕组的匝数比（NA/NS）应当由 IC允许的供电电压范围（VDD）和恒流情况下最小输出 电压决定。图7给出了当LED工作在电流恒定情况下 时，VDD和输出电压的变化曲线。由漏感引起的辅助绕 组过冲电压也会影响到VDD。轻载时，辅助绕组的过冲 电压可以忽略，VDD表达式为： FAFO SAVVVNNVDD1min(21) 重载时，由漏感引起的过冲电压会使VDD的实际值高于 式（21）的计算值。如图7所示，漏感过冲电压与 MOSFET漏源极电压成
15、比例关系。考虑到过冲电压的影 响，输出额定电压和最小电压时，VDD表达式分别如 下： FAOS PS FO SAVVNNVVNNVDD max(22) FAOS PS FO SAVVNNVVNNVDD min2min(23) 式中，VFA指辅助绕组的二极管正向压降。 AN-9735 APPLICATION NOTE 2011 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 7/29/11 5 VOIOCAVWVDDmin2VDDmin1VWVWVDDmaxOFigure 7. VDD和绕组电压和绕组电压 【第四步】设计变压器【第四步】设计变压器 图8给出了MOSFET导通时间（tON）、二极管导通时间 （tDIS）和关断时间（tOFF）的定义。输出电压为70%额 定值时，MOSFET导通时间和二极管导通时间之和为： FOBDLPS BONBDISBONVVVNNttt7 . 01min (24)
