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1、电源变换器中电流/电压模式相互转化分析 本文先简单的介绍了电流模式和电压模式的工作原理和这两种工作模式它们各自的优缺点； 然后探讨了理想的电压模式利用输出电容 ESR 取样加入平均电流模式和通过输入电压前 馈加入电流模式的工作过程。也讨论了电流模式在输出轻载或无负载时，在使用大的电感 或在占比大于 0.5 加入斜坡补偿 后，系统会从电流模式进入电压模式工作过程。 目前，电压模式和电流模式是开关电源系统中常用的两种控制类型。通常在讨论这两种工 作模式的时候，所指的是理想的电压模式和电流模式。电流模式具有动态响应快、稳定性 好和反馈环容易设计的优点，其原因在于电流取样信号参与反馈，抵消了由电感产生
2、的双 极点中的一个极点，从而形成单阶的系统；但正因为有了电流取样信号，系统容易受到电 流噪声的干扰而误动作。电压模式由于没有电流取样信号参与反馈，系统也就不容易受到 电流噪声的干扰。 然而，在实际的应用中，通常看似为电压模式的开关电源系统，即系统没有使用电流取样 电阻检测电流信号，但也会采用其它的方式引入一定程度的电流反馈，从而提高系统动态 响，如：利用输出电容 ESR 取样加入平均电流模式，通过输入电压前馈加入电流模式。 另一方面，看似为电流模式的开关电源系统，在输出轻载或无负载时，系统会从电流模式 进入电压模式。在使用大的电感时，或在占比大于 0.5 加入斜坡补偿后，系统会从电流模 式向电
3、压模式过渡。本文将讨论这些问题，从而帮助工程师在遇到系统不稳定的时候从理 论上分析，找到解决问题的办法。 1 电压模式的工作原理 电压模式的控制系统如图 1 所示。反馈环路只有一个电压环，电压外环包括电压误差放大 器，反馈电阻分压器和反馈补偿环节。电压误差放大器的同相端接到一个参考电压 V ref ， 反馈电阻分压器连接到电压误差放大器反相端 V FB ，反馈环节连接到 V FB 和电压误差放大 器的输出端 V C 。输出电压微小的变化反映到 V FB 管脚，V FB 管脚电压与参考电压的差值被 电压误差放大器放大，然后输出，输出值为 V C 。 电压误差放大器输出连接到 PWM 比较器的同相
4、端，PWM 比较器的反相端输入信号为斜 波发生器的输出的连续锯齿波，由时钟同步信号产生。 每一个开关周期开始时，PWM 比较器的反相端电压为 0，PWM 比较器输出为高电平，高 端的主 MOSFET 导通，电感所加的电压为正，电感激磁，电流线性上升；PWM 比较器的 反相端电压所加的电压为时钟同步信号产生的锯齿波，电压从 0 开始上升。 当 PWM 比较器的反相端电压增加到等于电压误差放大器输出电压 V C 时，PWM 比较器输 出从高电平翻转，输出低电平，高端的主 MOSFET 关闭，低端的同步 MOSFET 或续流二 极管导通，电感所加的电压为负，电感去磁，电流线性下降。下一个开关周期开始
5、的时钟 同步信号到来时，主 MOSFET 又导通，如此反复。 从电压模式工作原理可以看到，系统没有内置的限流功能保护电路，同时对输入和输出的 瞬变响应缓慢。为了提高系统的可靠性，需要外加限流保护电路，注意到限流保护电路只 起限流的作用，并不参与系统的内部的反馈调节。 电压模式为单反馈环控制系统，环路增益是输出电容 ESR 的函数,因此反馈补偿设计比较 复杂，需要更多额外的器件仔细设计补偿环路，来优化负载瞬态响应。另外，需要电解电 容或钽电容稳定控制回路以维持良好的高频响应；在相同均方根工作电流的需求下，相同 电容值的电解电容或钽电容比陶瓷电容的体积更大，同时输出电压的波动也更大。同时， 由于环
6、路的增益是输入电压的函数,需要输入电压前馈。用于限流控制的电流检测缓慢不准 确。如果多个电源和多个并联相位操作,需要外部电路进行均流控制。另一方面，由于电流 信号不参与反馈，系统不会受到电流噪声的干扰。 电压模式的反馈设计通常取穿越频率为 1/5-1/10 的开关频率。环路补偿采用 III 类补偿网络 ：3 个极点和 2 个零点 1 。2 个零点安排在 L-C 谐振双极点附近，以抵消双极点产生的相 位延迟；低频积分电路用以提高的低频直流增益；2 个高频极点以产年高频噪声衰减，保 证在 0dB 穿越频率以上环路增益保持下降。 2 电流模式的工作原理 电流模式的控制系统如图 2 所示。在电流模式的
7、结构中，反馈有二个环路：一个电压外环 ，另一个是电流的内环。电压外环包括电压误差放大器，反馈电阻分压器和反馈补偿环节 。电压误差放大器的同相端接到一个参考电压 V ref ，反馈电阻分压器连接到电压误差放大 器反相端 V FB ，反馈环节连接到 V FB 和电压误差放大器的输出端 I TH 。若电压型放大器是跨 导型放大器，则反馈环节连接到电压误差放大器的输出端 I TH 和地。目前，在高频 DC/DC 的应用中，跨导型放大器应用更多。本文就以跨导型放大器进行讨论。 输出电压微小的变化反映到 V FB 管脚， V FB 管脚电压与参考电压的差值被跨导型放大器放 大，然后输出，输出值为 V IT
8、H ，跨导型放大器输出连接到电流比较器的同相端，电流比较 器的反相端输入信号为电流检测电阻的电压信号 V SENSE 。由此可见，对于电流比较器，电 压外环的输出信号作为电流内环的给定信号。对于峰值电流模式，工作原理如下：在时钟 同步信号到来时，高端的主开关管开通，电感激磁，电流线性上升，电流检测电阻的电压 信号也线性上升，由于此时电压外环的输出电压信号高于电流检测电阻的电压，电流比较 器输出为高电压；当电流检测电阻的电压信号继续上升，直到等于电压外环的输出电压信 号时，电流比较器的输出翻转，从高电平翻转为低电压，逻辑控制电路工作，关断高端的 主开关管的驱动信号，高端的主开关管关断，此时电感开
9、始去磁，电流线性下降，到一个 开关周期开始的时钟同步信号到来，如此反复 2。 电流模式的 Buck 变换器需要精密的电流检测电阻并且这会影响到系统的效率和成本，但 电流模式有更多的优点：反馈内在 cycle-by-cycle 峰值限流；电感电流真正的软起动 特性；精确的电流检测环；输出电压与输入电压无关，一阶的系统容易设计反馈环， 动态响应快、系统的稳定余量大稳定性好，增益带宽大，即便是输出只用陶瓷电容，也容 易设计补偿，补偿管脚只用简单 RC 网络就能对输出负载瞬态作出稳定响应； 精确、快 速的电流均流，易实现多相位/多变换器的并联操作得到更大输出电流；允许大的输入电 压纹波从而减小输入滤波电容，提高了输入的功率因素；输出允许用陶瓷电容，因此这种 模式更省空间、省成本、体积更小、价格更便宜。但是，峰值电流模式中占空比大于 50% 时，系统的开环不稳定，产生次谐波振荡；而且系统会受到电流噪声的干扰而误动作。
