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1、基于 Flyboost 模块的新型单级功率因数校正变换器 摘要：提出了一种新型的功率因数校正模块（flyboost 模块），它具有两种工作状态（反激变换器状态和 Boost 电感状态）。基于这种 PFC 模块，得到了一种新型的单级 PFC 变换器，实验证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数，而且可以显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。 关键词：单级功率因数校正；Flyboost 模块；效率 1 引言 近年来，提出了很多单级功率因数校正（PFC）变换器12。然而，这些变换器存在着不少缺点，如低效率，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点都限制了单级 PFC 变换器的
2、应用。 一般的单级 PFC 变换器都是由 Boost 电感和 DC/DC 变换器组成，通过控制 Boost 电感工作在不连续导电模式，可以使得输入电流自动跟随输入电压，从而实现功率因数校正。 然而，无论是两级 PFC 变换器还是通常的 Boost 电感型单级 PFC 变换器，输入功率都是先经过中间储能电容然后再经过 DC/DC 变换器输出，这样，从输入到输出，功率经过两级变换。 本文提出了直接功率变换的概念，基于这种概念，提出了一种新型的单级功率因数校正 AC/DC 变换器。实验证明，这种新型的变换器不仅具有很高的功率因数，而且能够显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。 (a)典
3、型变换器功率流向(b)带直接功率变换模块的变换器功率流向 图 1 变换器的功率流向图 2 直接功率变换的概念 在如图 1（a）所示的典型功率因数校正 AC/DC 变换器中，包含了两个功率模块，即 PFC 模块和 DC/DC 模块。首先，脉动的输入交流功率经过 PFC 模块输入到储能电容上，然后经过 DC/DC 变换器，得到稳定的直流输出。如果 PFC 模块和 DC/DC 变换器模块的效率分别是 1 和 2，那么，AC/DC 变换器的总效率 为 =12（1） 实际上，希望得到稳定的直流输出并不需要经过两次功率变换。我们可以让一部分交流功率只经过一次功率变换就到达直流输出端；而其余部分输入功率则经
4、过两次功率变换。这样，既可以得到高效率，又可以获得稳定的直流输出3,5，如图 1（b）所示。 如果 m 表示能量的直接变换部分，那么（1m）则是间接变换的能量，则 Po=Pin1mPin12(1m)（2） =1m12(1m)=12m1(12)（3） 所以，具有直接功率转换的变换器的效率比原来提高了 m1（12）。 3 直接功率变换及功率因数校正模块 设工频交流经过全波整流后加在反激变换器上的电压为 Vin，输入电流为 i1，变压器的变比为 n:1，输出电压为 Vo，输出电流为 io，Re 表示等效输入无损电阻。 在一定占空比下，当反激变换器(flyback)工作在不连续导电模式（DCM）下，输
5、入电流 i1 为三角波，其平均值近似为正弦波。另外，对输入而言，反激变换器可等效为一个受占空比 D 控制的无损电阻4，等效电路如图 2 所示。 31 等效输入电阻 Re 在一个开关周期 Ts 内，Vin 近似不变，反激变换器原副边电流为 i1，io 呈三角波。 0DTs期间 i1 以斜率 Vin/n2L 线形增大（L 为变压器副边的电感值）。 DTs（DD2）Ts期间副边电流 io 以斜率Vo/L 减小，D2Ts 为输出整流管导通时间。 显然原边峰值电流 ip 为 ip=(4) 输入平均电流 i1(avg)为 i1(avg)=i1dt=DTs =ipD=(5) 从而得到 Re=(6) 3.2
6、平均输出电流和输出功率 副边峰值电流为 ip，则平均输出电流 i0(avg)为 i0(avg)=i0dt=（7） 根据伏 秒积平衡 VinDTs=nVoD2Ts 得 D2=VinD/nVo(8) 将式（8）代入式（7）中，得到 i0(avg)=DVinip/2nVo =D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9) 所以，输出平均功率为 Po=Voio(avg)=Vin2/Re=Pin(10) 上述分析说明： 1）输出功率=输入功率，没有功率损耗,实现直接功率传递的概念； 2）在式(5)中，Vin=|Vpeaksint|，可知输入平均电流满足正弦规律，实现功率因数校正。 尽管工作在
7、DCM 的反激变压器具有以上优点，但是，它同时也存在不少缺点，例如，由式(9)可知，输出电流中含有很大的二倍工频的纹波。 4 基于 Flyboost 模块的单级功率因数校正 AC/DC 变换器 在反激变压器的基础上，本文提出了一种新型的单级 PFC 变换器，即基于 Flyboost 模块的单级 PFC 变换器，如图 3 所示。 当工作在不连续导电模式（DCM）下，Flyboost 模块的工作状态可以概括为两种状态，即反激变压器状态和 Boost 电感状态，两个工作状态的工作波形如图 4 所示。 1)反激变压器状态当|Vin(t)|(Vc1nVo)时，T1 相当于一个 Boost 电感。在一个开
8、关周期内，当 S1 开通时，L1 经 D5 充电储能；当 S1 关断时，由于|Vin(t)|(Vc1nVo)，D6 导通，储存在 L1 上的能量向 C1放电，其工作方式与一般的 Boost 电感型单级 PFC 变换器一样。 在这种状态时，平均输入电流可表示为 Iin(avg)=（12） 由式（11）（12）可知，无论 Flyboost 模块处于反激变压器状态或者 Boost 电感状态，变换器都能实现功率因数校正。 另外，这种新型的单级 PFC 变换器还具有一般单级 PFC 变换器所没有的优点： 1）高效率因为当 Flyboost 模块工作在反激变压器状态时，相当于一个无损电阻，所以会获得比一般
9、单级PFC 变换器高的效率； 2）自动限制中间储能电容 C1 上的电压因为，当 Flyboost 模块处于反激变压器状态时，反激变压器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为（|Vin(t)|Von），只有当它大于 Vc1 时，C1 才会被充电，此时 Flyboost 模块进入 Boost 电感状态，所以，C1 的电压最终被箝位在(Vin(peak)Von)； 3）输出电流纹波很小如前所述，普通的反激变压器 PFC 模块得到的输出电流含有很大的二倍工频纹波，但是，在这种新型变换器中，变换器的输出由 Flyboost 模块和 DC/DC 级的正激变换器共同调节，可以获得稳定的低纹波输出。 5 实验
10、结果 根据图 3 建立了单级 PFC 变换器实验电路，设计参数为：AC 输入 170230V；DC 输出 16V/7.5A；开关频率 120kHz；L1=54.02H；n=4.75。 Flyboost 模块两种工作状态的电流波形如图 5（a）所示。在两种状态的转换中，由于副边电压的反馈作用，C1 的电压自动箝位在 Vin(peak)Von。实验证明，当输入为 AC220V 时，C1 的电压箝位在 387V（220164.75=387）。 当 Flyboost 模块处于反激变换器状态时，可以实现功率的直接变换，所以变换器具有较高的效率，实验证明，变换器满载时效率达到了 82.06。 在实验中，将
11、 Flyboost 模块的两种状态都设计在 DCM 模式下，从而可以获得很高的功率因数，输入电压与输入电流的波形如图 5（b）所示，在满载时功率因数为 0.976。 图 5(c)中第 2 条波形为变换器总的输出电流，第 3 和第 4 条波形分别为 Flyboost 模块与 DC/DC 变换器的输出电流。输出由 Flyboost 模块和 DC/DC 级的正激变换器共同调节，所以输出电流的工频纹波很小。 6 结语 本文提出了一种新型单级功率因数校正变换器。这种变换器有以下优点： (a)Flyboost 模块两种状态的电流 (b)输入电压与输入电流 (c)输入电压与输出电流 图 5 单级 PFC 变换器的实验波形 1)实现部分能量的直接变换，从而获得较高的效率； 2)实现了中间储能电容上电压的自动箝位； 3)通过控制 Flyboost 模块的两种状态都工作在 DCM 模式下，获得了很高的功率因数。 实验证明了这是一种很好的单级 PFC 变换器。 作者简介 李广全（1977），男，硕士研究生，研究方向为高频开关电源。
