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1、智能同步整流控制 IC-IR1166/7A-B开关电源技朮中，使系统效率提升最明显的是同步整流技朮，应对不同的电路拓朴有不同模式的同步整流控制方法，但至今为止，多数同步整流控制 IC需要从初级侧取同步信号，这给同步整流设计工作带来一定的烦锁。I R 公司购买专利技术新开发的 I R1166/7A-B 则是一款能从电源变压器二次侧检测信号作智能式同步整流的控制 IC，它不仅不需要从初级侧传输信号，而且能适应多种电路拓朴，适应定频 PWM 及变频 PWM，因此它的问世及应用是开关电源技朮的又一大进步。下面我们来介绍其功能，特色及应用，主要特色有：* 适应反激变换器的 DCM，CRM 及 CCM 三
2、种模式工作。适应 LLC 式半桥。* 最高 500KHz 工作频率。* 总计 7A(IR1166 为 4A)的输出驱动及关断峰值电流（2A 源出 5A 漏入）的能力。* 栅驱动输出电压在 10.7V14.5V。* 50ns 关断比例延迟。* Vcc 电压从 11.3V 20V。* 直接检测 MOSFET 的源漏电压。* 符合低于 1W 的 Standby 能量之星的要求。I R1167 系在开关电源二次侧专用于驱动同步整流 MOSFET 的控制 IC，且能适应 DCM，CCM 以及多种电路拓朴。可以工作在定频及变频两种模式，也能用于不对称半桥电路的同步整流。是一款优秀的作品，其共有 8（PIN
3、）个端子，功能如下：1PIN VCC IC 供电端，内部有欠压锁定及过压关断保护。在 VCC 电压低于 11.3V 时关断，高于 20V 时关闭，为防止噪声干扰，必须加一支足够的旁路电容。要紧靠 IC。2PIN OVT 偏置电压调整，OVT 端用于调节关断阈值 VTH1 的偏移量。此端可选择接到 GND，或接到 Vcc，或令其浮动，共三种输入偏置调整。此特色可以应对不同水平的 MOSFET 的 RDSON。3PIN MOT 最小导通时间，MOT 调节端控制最小导通时间的总量，一旦VTH2 穿过第一时间，即给出栅驱动信号，令整流 MOSFET 导通，因为虚假信号及振荡也会触发输入比较器，所以 M
4、OT 用于消隐比较器保持 MOSFET 导通，且维持一个最小时间。MOT 调节范围在 200ns 到 3s 之间，用一支电阻从此端接地即可设定。4PIN EN 使能端，此端用于令 IC 进入休息，将电压拉到 2.5V 以下。在休息模式，IC 消耗电流总量很小，当然开关功能也被禁止，无法做栅驱动。5PIN VD 漏极电压检测端，用于检测同步整流 MOSFET 的漏极电压，由于此端电压会比较高，必须小心处理，用合适的方法将其接到漏极，此外在此端不可作滤波或作限流，这会影响 IC 的性能。6PIN VS 源极电压检测端，用于检测同步整流 MOSFET 的源极电压，此端必须直接接于电源的 GMD 及
5、IC 的(7)PIN，要用 Kelvin 接法，尽可能靠近MOSFET 的源极端子。7PIN GND IC 的公共端，内部元件及栅驱动的参考端。8PIN VGATE 栅驱动输出端，此端为 IC 驱动同步整流 MOSFET 的驱动输出端，源出能力为 2A，漏入能力为 5A 峰值电流。虽然此端可直接接于功率MOSFET 栅极，但建议加一支小电阻串入在栅回路中，特别在驱动几个同步整流 MOSFET 并联时，小心地保持栅驱动环路有最小的路径，从而实现最佳开关性能。IR1167 的内部等效电路如图 1。基本应用电路如图 2 所示。图 1 I R1166 / I R1167 的内部等效电路 图 2 IR1
6、166/7 的基本应用电路工作状态UVLO / Sleep 模式IC 保持在 UVLO 条件之下，直到 Vcc 端电压超过 Vcc 开启阈值电压 Vcc on。在 IC 处于 UVLO 状态时，栅驱动电路处于非激活状态。IC 的静态工作电流 Icc start 流过，UVLO 模式在 Vcc UVLO 时，即为此种状态，休息模式可以用将 EN 端电压拉低到 2.5V 以下来实现。在此时，IC 也只有极低的静态工作电流。正常模式一旦 Vcc 超过 UVLO 电压，IC 进入正常工作模式，在此时，栅驱动可以开始工作，Icc 最大的工作电流从 Vcc 电压源取得。IR1167 智能同步整流 IC 可
7、以仿效整流二极管的工作。合适地驱动同步整流用的功率 MOSFET。整流电流的方向检测由输入比较器采用 MOSFET 的RDSON 作为并联电阻，且据此给出栅驱动输出，内部消隐逻辑用于防止抑制瞬态干扰，保证 CCM 或 DCM 或 CRM 的工作模式。在反激式变换电路中，有上述三种电流状态。导通阶段当 SR 的 MOSFET 刚开始导通时，电流先经过其体二极管，产生一个负电压 VDS，体二极管压降随电流而增大，IC 检测此电压，在其超过 VTH2 时驱动MOSFET 导通，作同步整流，在这一点 IR1167 驱动 MOSFET 导通，使 VDS降下来，加入一段最小导通时间 MOT（minimum
8、 on time） ，消隐干扰，保持MOSFET 导通，因而 MOT 还限制了初级侧的最大占空比。图 3 输入比较器的阈值DCM 及 CRM 的关断阶段一旦 SR 的 MOSFET 导通，会一直保持到整流电流减下来使 VDS 达到阈值 VTH1 时进入关断，这和导通时工作模式相关。在 DCM 中，电流跨过阈值有相对低的 di/dt。一旦跨过阈值，电流会再次流入体二极管，又使 VDS 电压跳向负电平，它取决于电流总量。为防 VDS 又去触发 MOSFET 到导通，在 VTH2 之后加入一段消隐时间 t blank，在到达VTH1 后。消隐时间由 IC 内设置。当 VDS 电压变正进入 VTH2
9、时，消隐时间也由 IC 内设置，当 VDS 电压变正进入 VTH3 时，消隐时间终止。IC 进入下一周期工作。DCM 的工作见图 4。 图 4 DCM 方式的工作 图 5 CRM 方式的工作CCM 关断阶段图 6 CCM 方式的工作在 CCM 模式时，关断过程要陡峭得多，di/dt 免不了会更高。导通阶段对DCM 及 CRM 是理想的，但此时不能重复。在同步整流 MOSFET 导通阶段，电流将线性地衰减，因此同步整流 MOSFET 的 VDS 将升上来。一旦初级开关开始返回导通状态。同步整流 MOSFET 的电流会迅速减小，其压降跨过 VTH阈值而关断。见图 6。关断速度较临界，为防止初级的交叉导通，并减少开关损耗，此时要一段消隐时间加入，但此阶段要给出非常快的动作速度，随着 VDS 达到 VTH3 迅速复位。图 7-8 给出二次侧的 DCM，CRM 和 CCM 的工作波形。图 9-12 给出最大允许的 Vcc 电压，不同负载的最高开关频率。图 7 DCM 及 CRM 方式的二次侧波形图 8 CCM 方式的二次侧波形 图 9 最大 Vcc 电压和开关频率(1) 图 10 最大 Vcc 电压和开关频率(2)图 11 最大 Vcc 电压和开关频率(3) 图 12 最大 Vcc 电压和开关频率(4)IR1167 的详细应用电路见 AN-1087。
