电机矢量控制介绍教材

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1、电机控制基本原理 电机数学模型及坐标变换 编程中的注意事项 矢量控制基本模块介绍 * 1 异步电机静态等效电路 f0：同步频率(输出频率) fs=f0S fs：滑差频率 Pe=I22R2/S Pe: 电磁功率 Po=I22R2（1-S)/S=(1-S)Pe Po: 输出功率 f0=fs+fr fr：转子频率(转速) 输入变量是电压幅值和频率（即电压矢量的相位） 输出变量是转速和磁链 1、忽略铁芯损耗 2、忽略磁路饱和,电感为常数 Date 2 异步电机物理模型与电压方程 多变量非线性方程求解复杂，简化的方法 是坐标变化，经过三相到两相的坐标变换 ，变量减少，电感为常数，数学模型简化 Date

2、3 A B C A B C iA iB ic C F 1 旋转磁动势产生 三相绕组模型 等效的两相绕组模型 1 F M T im it M T 旋转两相直流绕组模型 i i F1 Date 4 坐标系：两相静止坐标系 异步电机坐标变换与电压方程 ABC坐标系：三相静止坐标系 m-t坐标系：两相同步旋转坐标系 空间矢量由三相静止坐标系变 换到两相坐标系采用park变换 Date 5 异步电机在d-q坐标系上的动态等效电路 坐标系 ： M-T坐标系： Date 6 电压方程：电压方程： 电磁转矩及运动方程：电磁转矩及运动方程： 异步电机 两相正交静止坐标系数学模型 磁链方程：磁链方程： 电动 Da

3、te 7 当两相同步旋转坐标系按转子磁链定向时，将转子磁链 定向为d轴上，此时d-q坐标系即为m-t坐标系，此时： 即， 代入电压方程中，得到： 异步电机异步电机 两相正交旋转坐标系数学模型两相正交旋转坐标系数学模型 电压方程：电压方程： 磁链方程、转矩方程和运动方程均不变。 Date 8 异步电机在M-T(转子磁链定向)坐标系上的数学模型 定子侧稳态电压方程： 由转子侧电压方程可得： 其中，T2是转子时间常数 M T u um ut 转矩方程： 1、定子电流的励磁分量与转矩分量是解耦的。 2、r 的变化要受到励磁惯性的阻挠，这和 直流电机励磁绕组的惯性作用是一致的。 Date 9 电流 控制

4、 变频器 异步电机 矢量 变换模型 矢量控制系统原理结构图 Date 10 1、在异步电机矢量变换模型中的转子磁链 r 和它的定向相位 角 都是实际存在的，而用于控制器的这两个量都难以直接检 测，只能采用观测值或模型计算值。因此，两个子系统完全解 耦只有在下述三个假定条件下才能成立： 转子磁链的计算值 等于其实际值r ； 转子磁场定向角的计算值 等于其实际值 ； 忽略电流控制变频器的滞后作用。 2、转子磁链反馈信号是由磁链模型获得的，其幅值和相位都 受到电机参数 Tr 和 Lm 变化的影响，造成控制的不准确性。不 如采用磁链开环控制，系统反而会简单一些。在这种情况下， 常利用矢量控制方程中的转

5、差公式，构成转差型的矢量控制系 统，又称间接矢量控制系统。 Date 11 ASR ACR abc mt SVP WM I M 负载 ia,ib 磁链模型 矢量控制原理 其中，比较重要的模块是磁链、转速模型，电流解耦控制，PWM的死区补偿和过调制 ，弱磁控制等 Date 12 VF控制方式 （1）调速中希望保持电机中每极磁通量 m 为额定值不变。如果磁通太弱， 没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果过分增大磁通，又会使铁心饱和 ，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。 （2） 控制好 Eg 和 f1 ，便可达到控制磁通 的目的。 （3）绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电

6、动势值较高时，忽略定子绕组 的漏磁阻抗压降，定子相电压 Us 代替 Eg， 这就是恒压频比的控制方式 （4）在低频时 Us 和 Eg 都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再 能忽略。这时，需要人为地把电压 Us 抬高一些，以便近似地补偿定子压降。 （5）在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频 以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。 Date 13 保持转子磁通恒定 ，则 机械特性曲线为一直线，这正是矢量控 制所遵循的原则 Te s 不同控制方式下的电机机械特性曲线 VF控制方式 Date 14 1、为提高性能，加入矢量概念，选取适当的坐标系分解

7、出近似的磁通 电流和转矩电流，进行电压、滑差频率前馈控制 2、自动滑差补偿 根据负载电流的大小，补偿由于负载变化引起的滑差变化 3、自动转矩提升 补偿定子阻抗压降I1R1，防止气隙磁通减小，造成 转矩特性下垂和最大转矩下降 im it u* Rsit Rsim us is 4、空载或轻载振荡抑制 V/F属于开环控制，存在固有的不稳定性，在空、轻载运行情况下，由 于阻尼作用较小，在半基频附近（20Hz30Hz），容易出现电流大幅振 荡。 VF系统中的振荡特性与电机定子电阻、瞬态漏抗的大小有关，并与 死区时间设置，PWM模式等存在密切的关系。 在不引入电机参数的情况 下，采用电流反馈对频率f，电压

8、V进行微调，来进行振荡抑制。 V/F控制的一些概念 Date 15 V/F控制的优点： 1、可以引入简单的矢量模型，提高稳态性能 2、不需要参数辨识，可以驱动多台电机 缺点： 1、动态响应不好 2、低速力矩不足 5、限流控制 矢量控制检测电机转速，可以直接控制滑差防止过流 。V/F控制不知道电机的转速，直接对定子施加设定的 频率，尤其动态及负载突变时，实际滑差过大，容易 造成过流，需要用电流环来限制输出电流，改变输出 频率。 V/F控制的一些概念 Date 16 1、电压模型法 即等效电路定子侧方程，通常选取在坐标系上，由定子磁 链可以进一步得出转子磁链。 考虑积分可能引入的漂移而增加高通滤波

9、器 ，由于增 加了高通滤波器，磁链在低速时幅值和相位有较大变形， 而且低速时定子反电动势 很小，实际电压 与电压指令也 不一致，误差大，故该方法不适合低速下使用。由于磁链 相位有畸变，不能采用直接定向，而采用转差间接定向方 式。 电压模型受定子电阻，电压指令准确性（即死区补偿等 ）影响大。 转子磁链模型 Date 17 2、电流模型法 在M-T坐标系中： 该方法在低速时效果较好。 如果磁场定向控制实现，则 磁链的角度可以认为是磁场定向角。如果知道电机的转速 ，可以计算滑差频率 ，与转速和的积分可得到磁链 角（即磁链的I-n模型）。可以用来实现磁场的直接定向， 此时受转子电阻参数影响较大。闭环矢

10、量控制即采用此方 法定向，受转子电阻影响大。 在 坐标系中： 用于模型参考自适应中的可调模型，同样受转子电阻参数 影响较大。 Date 18 3、电流、电压混合模型 由于电压模型法在低速时磁链计算误差较大，而电流模 型法适合于低速，所以在低速时可以用电流模型计算的磁 链去修正电压模型，或用两者的权重不同来得到磁链 1）用电流模型与电压模型磁链通过PI调节器的输出来 补偿电压 模型的端电压（电流模型采用M-T坐标系，磁 链角即坐标旋转角） 2）取电压模型和电流模型的加权平均计算磁链 Date 19 4、自适应状态观测 器法 通常是在 坐标系中，以定子侧电流和转子侧磁链为 状态变量，在速度已知的情

11、况下，联立接电压、电流状 态方程，可以解得磁链。但这种开环的状态观测 器受电 机的参数、端电压的误差影响较大，并且抗干扰等能力差 ，实际上采用观测的定子电流与实际采样的定子电流的 误差，通过增益矩阵来纠正观测的状态变量，即 Lucenberg State Observer。增益矩阵与电机的转速有关，以使电机 在任何速度下，观测器的极点是在电机极点的左侧，这样 观测器的收敛速度快且保证稳定性。 实际应 用中，不用码盘反馈速度，而是采用自适应律来 辩识转 速，这样可以实现无速度传感器矢量控制。 Date 20 速度辨识模型 1、采用电压模型 通过电压 模型得到磁链旋转角，磁链角度的微分得到磁 链旋

12、转频率，减去电机的滑差频率，就得到电机的转速 ，由于计算滑差频率，受转子电阻影响较大，低速的性 能也不理想。 2、电流模型、反电势法 先用M-T坐标系的电流模型计算出电机的气隙磁链，再 由反电势算出磁场的旋转频率，再减去电机的滑差频率 ，就得到电机的转速，该方法高速不好，同样也受转子 电阻影响。 3、采用电压、电流混合模型 用混合模型计算磁链，然后采用相应方法估算转速。 4、自适应状态观测 器 需要选择合适的自适应率 Date 21 位置控制、转矩控制、速度控制 PI PI 矢量 控制 PI 转矩控制速度控制 位置控制 越内环响应越快，带宽越宽，要求也越高，越外环控制越复杂，计算量大 内环的性

13、能对于外环性能有较大的影响，做好外环的前提是把内环做好 位置控制需要加编码器，速度控制和转矩控制可以采用无速度矢量控制 V/F控制无法实现转矩控制，真正的速度控制 Date 22 根据运动方程，如果力矩控制给定的力矩大于负载力矩，则电机加速，为了防止 电机转速过大，需要对转速进行限制。 速度限制如果采用直接对输出频率进行限幅，则存在1、对于异步电机，会造 成给定的力矩电流除了与负载平衡后，其余的转换成励磁电流，造成电机发 热及磁场定向错误，可能引起无速度矢量的稳定 2、对于同步电机，很难实 现直接限制输出频率 比较合理的方案是通过速度环的调节使力矩电流给定与负载相平衡，这样电 机的实际转速会比

14、速度限幅值大一些。 转矩控制方案 P 转矩限幅 转矩给定 速度限幅 Date 23 转矩控制应用 1、收卷应用 速度控制 转矩控制 1#电机 2#电机 2、对拖机组负载试验 被测电机负载电机 进行被测电机的四象限运行性能测试 被测电机：速度控制 负载电机：转矩控制，给定+(-)负载力矩 负载电机也可以为力矩限幅可调的速度控制 ，也可以达到同样的测试目的 Date 24 PWM模块 常用的PWM方法： 1、SPWM（正弦PWM） 用正弦波调制，则母线电压利用率只能达到0.866， 常注入三次谐波法使电压利用率达到1，相调制函数 ： 脉宽 M:调制比，调制波幅值与载波幅值之比 可采用查表法和代数计

15、算法实现 Date 25 2、SVPWM（空间矢量PWM） 6个有效矢量（V0V6）的幅值 Date 26 计算有效矢量的作用时间T4和T6常采用两种坐标系 1、 静止坐标系 由上图可知： 2、极坐标系 Date 27 零矢量和有效矢量选取的原则是在每个扇区内或扇区间虽有多次开关状态的切换， 但每次切换都只有一个功率开关器件改变状态，根据零矢量的选择不同，可分为： 1、三相调制 将零矢量平均分配在波形的两边和中 间，其波形如下： 2、两相调制 将零矢量只分配在波形的两边或中间 ，其波形如下： 扇区的划分固定，相调制函数连续，有 利于死区补偿，开关次数多，噪音小， 开关损耗大 根据零矢量的选择不

16、同，可以有不同的 扇区划分，分别对应不同的相调制函数 ，相调制函数不连续，低速下有小脉宽 ，不利于死区补偿，开关次数减少1/3 ，噪音大，开关损耗小 Date 28 PWM的一些概念 1、最小脉宽限制 为了保证主电路器件的安全工作，必须使PWM的最小脉宽大于开关器件的导通时间ton ，否则开关管造成无谓的热损耗，对输出电压也没有贡献，要避免发过小的脉宽波形 2、过调制 为增加输出电压能力，提高输出转矩，可以采用过调制。 当调制比为1的时候，输出线电压的基波有效值为Udc/1.414 过调制会产生输出电压的低频奇次谐波，使输出电流波形畸变 最大过调制系数为1.10，此时输出电压为六阶梯波 当调制比为1时候，输出电压矢量的轨迹 是有效矢量组成的六边形的内切圆 当调制比最大时，输出相电压为六阶梯 波，进行基波分解，可知： Date 29 3、死区补偿 在功率器件驱动 中，死区时间 的加入是为了防止出