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1、单相AC-DC变换电路摘要：以功率因数控制芯片MC33262为核心，设计并制作了一种恒压输出、高功率因数、高效率的AC-DC变换器。主电路采用两级结构，前级为临界导电模式（BCM）Boost有源功率因数校正(APFC)开关变换器，由电压和电流反馈构成双环控制系统，使输入电流峰值正弦化，实现功率因数校正；后级为Buck电路，降压并稳定输出36V。MC33262功率因数控制芯片能实现开关管零电流导通控制，大大降低了导通损耗；通过STM32 SPI、ADC和快速傅氏变换（FFT）运算，实现对PF值的测量和显示；实现硬件过流保护。经测试，在2030V交流输入电压范围内，系统直流输出电压能稳定在36V，
2、功率因数达0.99以上，效率达90%,负载调整率和电压调整率为0，整体性能优越。关键词：单相AC-DC变换；有源功率因数校正（APFC）；临界导电模式（BCM）；Boost变换器；MC33262目录1. 设计任务及要求31.1 设计任务（见附录）31.2 技术指标（见附录）32. 系统设计32.1 方案论证及选择32.1.1 功率因数校正电路方案32.1.2 APFC中DC-DC变换器方案42.1.3 Boost变换器工作模式方案42.2 整体设计框图43. 理论分析与计算43.1 提高效率方法43.2 功率因数调整方法53.3 稳压控制方法64. 单元电路设计64.1 AC-DC变换器设计6
3、4.1.1 APFC电路64.1.2 降压电路84.2 单片机控制电路设计94.3 过流保护电路设计95. 软件设计105.1 程序设计思路105.2 程序流程图115.2.1 主函数流程图115.2.2 功率因数计算流程图126. 系统测试126.1 测试仪器（见附录）126.2 测试条件及结果126.2.1输出直流电压测试126.2.2 负载调整率测试126.2.3 电压调整率测试136.2.4输出过流保护测试136.2.5 交流输入侧功率因数测试136.2.6 AC-DC 变换电路效率测试136.2.7 功率因数控制测试136.4 测试结果分析137. 总结14参考文献14附录141.
4、设计任务及要求1.1 设计任务（见附录）1.2 技术指标（见附录）2. 系统设计2.1 方案论证及选择2.1.1 功率因数校正电路方案方案一：LC校正电路根据电感电流不能突变的原理，整流后采用LCC滤波电路,可在一定程度上提高功率因素PF，一般可达0.80.9。优点是电路简单、可靠性高、成本低、EMI小；缺点是体积大、重量重，电感损耗较大，PF很难接近1。方案二：填谷式PF校正电路使用电容C1C2及二极管D5D7构成填谷式滤波电路，扩展了整流二极管电流波形导通角，二极管D6后可串联浪涌电流限制电阻R，可将PF提高到0.80.9之间。该电路优点：体积略小于LC校正电路，可靠性高，EMI小，PF也
5、容易达到0.85以上；缺点是输出功率小，只能用在输出功率小于25W的AC-DC变换器中，损耗相对较大，输入电压允许变化范围小，一般不超过15%。电路原理图如图2.1所示。图2.1 填谷式电路方案三：有源功率因素校正(APFC)电路在整流器与负载之间插入具有特定功能的DC-DC变换器，使输入电流波形尽可能接近正弦波，构成有源功率因素校正电路（APFC）。该技术优点是：电路体积小，校正后的PF接近1；输入电压变化范围大，目前支持全电压范围(90V265V)的APFC电路技术非常成熟、应用也很普及，因此在输出功率为20W300W的AC-DC变换器中使用APFC电路来改善电流波形THD参数较为合适。缺
6、点是：该电路相对复杂，成本较高。方案选择：综合以上分析，采用方案三，即有源功率因素校正（APFC）电路。2.1.2 APFC中DC-DC变换器方案方案一：Buck-Boost变换器Buck-Boost变换器的电压增益随占空比D变化，可以降压也可以升压，能满足题目24V交流输入，36V直流输出的要求，且电路设计简单。缺点是Buck-Boost电路输入、输出电流皆有脉动，使得对输入电源有电磁干扰且输出纹波较大，PF较小，需添加输入、输出滤波器。方案二：Boost变换器APFC中的DC-DC模块采用Boost变换器升压，后级再串接不共地Buck电路降压到题目要求的36V直流。Boost变换器输入端与
7、大电感相连，电流连续性好，电网瞬态输入电流与瞬态输入电压成正比，电流波形失真小；开关管源极与桥式整流器负极相连，致使开关管驱动容易；输出相同功率电感体积小，效率高，更适合作为小功率APFC变换器的主电路。方案选择：综合以上分析，采用方案二，即采用Boost变换器。2.1.3 Boost变换器工作模式方案方案一：连续导电模式(CCM)，其电感电流连续，纹波小，但是开关损耗较大，控制方法和电路结构较为复杂，适用于大功率产品。方案二：临界导电模式（BCM）其优点是：校正后的PF容易接近1，因为在BCM模式中，一个开关周期内电感电流平均值近似等于输入电流的瞬时值；每个开关周期，电感电流均从开0开始，因
8、此开关管Q几乎不存在开通损耗，而只有导通损耗和关断损耗，即开关管损耗相对较小，适用于中低功率产品。方案选择：综合以上分析，采用方案二，即采用临界电流模式（BCM）。2.2 整体设计框图图2.1 系统整体框图3. 理论分析与计算3.1 提高效率方法经分析计算，本设计的工作损耗主要有三个方面。与开关频率有关的损耗，包括开关管的开关损耗、变压器的铁损、电感的铁损以及吸收电路的损耗。通态损耗，包括开关管的导通损耗、变压器的铜损、电感的铜损以及线路损耗。其他损耗，如控制电路损耗。本设计从以下方面减小损耗以提高效率：（1）选取合适的开关管采用N沟道增强型绝缘栅极场效晶体管（MOSFET）作为开关管，其导通
9、电阻小、开关损耗小、 工作频率较高，适用于中低功率场合。开关管平均电流：ISW=IIN=DmaxIO (IIN为电源输出平均电流，Dmax为输入电压最小时的最大占空比，IO为输出电流)开关管截止时承受的最大电压为输入电压最大值UINmax与输出电压UO之间的压差，为尽量减小开关导通损耗，选取开关管的开关电流容量ID3ISWram，瞬态最大电流ImILPK(电感峰值电流)。（2）选取合适的开关频率为降低开关损耗，应尽量降低工作频率；但为了避免在最小开关频率处出现人耳能感知到的噪音。综合考虑后，选取开关频率为20kHz。（3）开关管零电流导通控制场效应管晶体管的导通受控于MC33262芯片内的零电
10、流检测器，当零电流检测器中的电流降为零时，MOEFET导通，此时电感开始储能，电流增加，实现零电流导通控制。3.2 功率因数调整方法为提高负载能量的利用率、减小对电网和其他用电设备造成严重的谐波污染，需在桥式整流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路。功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值。即PF=PS=UinI1conUinIin=Kdcon式中： Uin 表示输入电压有效值； Iin 表示输入电流有效值； I1 表示输入基波电流； con 表示基波电压与基波电流之间的相移因数 Kd=I1Ii 表示输入电流失真系数由上式可知，要提高功率因数有两个途径：（1）
11、使输入电压与输入电流同相位。此时con=1,PF=Kd；（2）使输入电流正弦化，即Ii=I1(谐波为零)，有I1Ii=1, PF=Kdcon=1，从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪输入电压波形，使输入电流波形成正弦波，并且和输入电压同相位。如图3.1所示。图3.1 峰值法控制时电感电流波形图结合题目要求，本设计采用BCM模式下的电流峰值控制法使输入电流正弦化，从而实现功率因数校正。3.3 稳压控制方法闭环稳压控制的实现方法如图3.2所示。在输出端，通过电阻分压取样，并与设定的基准电压对比进行差分放大，再反馈到占空比调整电路，从而实现闭环稳压控制。差分放大电
12、路使用3型补偿网络（快速补偿网络），减小线路中的谐波对电路造成影响，提高整个环路的稳定性。图3.2 闭环稳压控制4. 单元电路设计4.1 AC-DC变换器设计设计要求AC-DC变换器输入交流电压范围在20V30V，输出36V直流电压。直流36V转换成交流约为25.5V(36225.5),如果采用一级Boost APFC电路直接稳压输出36V，AC-DC变换器输入交流电压必须小于25.5V，小于设计要求范围。因此，本设计采用两级结构，前级为Boost 有源功率因数校正（APFC）电路，调整功率因数并升压至80V；后级为降压电路，将电压稳定输出为36V直流。4.1.1 APFC电路 BCM模式Bo
13、ost APFC电路如图4.1所示，APFC电路以功率因数补偿控制芯片MC33262为核心，引入了电压和电流反馈构成一个双环控制系统，外环实现输出电压稳定，内环实现输入电流整形使之成为与电压同相位的标准正弦波。场效应管晶体管（Q1）的导通受控于MC33262芯片内的零电流检测器，当零电流检测器中的电流降为零时，MOEFET导通，此时电感开始储能，电流增加，实现零电流导通控制。一方面减小了后级整流二极管的恢复时间，另一方面也提高了系统的功率因数。图4.1 有源功率因数校正电路根据题目要求及具体设计，设定以下参数：输入电压最小值UINmin=20V；输入电压最大值UINmax=30V；输出功率PO
14、=76W；输出电压Uout=80V；功率因数PF=0.98；效率=0.99；开关频率fsw=25kHz；BPK=0.25；控制芯片供电电压UIC=12V；纹波电压UO(P-P)=1V可计算得到：电感峰值电流最大值ILPKmax=10.98；电感电流有效值ILrmsMAX=4.48 A；电网最大电流IINPmax=5.49 A；电网最大电流有效值IINmax=3.88A；最大导通时间TonMAX=25.86 s；（1）电感设计电感量：L=PFUINmin22PO66.62 H(2)磁芯体积计算：磁导率e取200，考虑选用EE40磁芯，该磁芯参数Ae=9810mm2,Le=138.294mm,Aw
15、=77mm2Ve=2.512eBPK2PINTonMAX16136 mm3（3）绕线匝数计算NLILPKACB=21.16，取22匝（4）绕线直径计算在80oC时，两倍趋肤深度：2=27.4fsw=0.936 mm电流密度J=4.5A/mm2，股数n=8，绕线直径：d=2ILrmsMAXnJ0.49 mm（5）磁芯气隙长度计算=4ACNP2LP-AL1.77 mm（6）输出滤波电容根据经验值取C=3024 F（7）开关管选择开关管最大电流应该等于电感最大电流，即IQmax=ILPKmax=10.89A开关管承受的最大电压辅助供电绕组匝数N1=6.36UQDS=NN1UIC+Uout+UO(P-P)+20=144 V (取20V余量)(8)续流二极管选择续流二极管最大电流应该等于电感最大电流，即IQmax=ILPKma
