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1、L6563+L6599 LLC 经典设计指标参数的确定和电源方案的选择指标参数的确定本课题所要设计的地铁车厢 LED 供电电源样机的具体指标参数如下：a、整体电气指标输入电压 Vin_rms：140 Vac 270Vac(为满足地铁列车错轨引起的电压波动)电网频率 f：4763Hz额定输出功率 Po_rms：3.3V*0.33A*10*6=60W最大输出功率 Po_max：3.5V*0.33A*10*6=69.3W额定输出电流 Io：0.33A*6=1.98A输出电压范围 Vo：（3.2V3.5V）*10=32V35V单串 LED 输出电流纹波：I o_pp：360V最小开关频率 fs：30k
2、Hz（1）功率因数校正部分电感值的确定：功率因数部分电感及其他参数的计算所需要的 PFC 电路的参数指标：输入电压 Uin_rms：140270Vac电网频率 f：4763Hz最大输入功率 Pin_max：71.6W/0.92=77.8W额定输出电压 Uo：400V输出电压纹波：U o_pp：360V最小开关频率 fs：30kHz（1）功率因数校正部分电感值的确定：由 CRM 工作方式可知，在开关管 Q 导通时，有（2.8）开关管 Q 关断时有（2.9）其中， 为瞬时输入电压值， 为开关周期内开关关断时间， 为开通时间，是一个开关周期内电感电流的峰值。由（2.8）式可以得到（2.10）由（2.
3、9）式可以得到（2.11）电网瞬时输入电流 与电感电流 有如下关系：（2.12）根据功率守恒（考虑转换效率 ）有（2.13）其中， 、 分别为 PFC 电路的输入和输出功率。令输入电压为 ，输入电流 ,可以得到（2.14）由（2.13）式可以求得（2.15）结合（2.12）式和（2.15）式可以得到（2.16）由于 CRM PFC 在特定输出功率、输入电网电压的条件下，具有恒定的导通时间，将（2.16）代入（2.10），得到（2.17）将（2.16）代入（2.11），有（2.18）由（2.17）、（2.18）可知，开关周期（2.19）开关频率（2.20）由（2.20）式可知，在输入电压达到最大
4、值时，开关频率有最小值为：（2.21）则相应的 L 值为（2.22）当 ， ， ， ，输入电压在 140Vac270Vac 范围内变化时，电感量与输入电压有效值之间的关系如图 2-3 所示。图 2-3 输入电压有效值与电感量之间的关系应该选取整个电压变换范围内所需电感的最小值作为 Boost 电感的取值，从图 2-3 可以得到电感值为 750 H。（2）Boost 二极管的选择：流过二极管的平均电流 ，二极管工作时需要承受的电压为 400V，考虑裕量，选择二极管的型号为 HER307 ( )。（3）开关管 MOSFET 的选择：由（2.16）可以求得最大电感电流的峰值电流 ，MOSFET 正常
5、工作时所需承受的电压应力也为 400V，考虑裕量，选择型号为 2N60 的开关管( )。（4）输出滤波电容值的确定：输出电容的容值是由输出电压纹波以及掉电维持时间两个因素确定的。（a）从输出电压纹波的要求考虑：根据功率守恒，有上式可以看出，输出电流中含有二次脉动电流 ，输出电容吸收这个二次脉动电流，从而使负载输出电流稳定。由 得求解上式，得必须满足参数设定要求，即有如下结论将参数代入上式可以求得，要满足输出纹波的要求，输出电容的取值范围为 。（2）从掉电维持时间上考虑：维持时间取决于电容中存储能量的多少、负载功率 、输出电压 以及后级变换器仍能正常工作的最低电压 。在设计中考虑掉电维持时间(
6、)的要求： 时，其维持时间 。由可知，输出电容应满足将参数代入上式可以求得，要满足维持时间的要求，输出电容的取值范围 。综合输出电压纹波和维持时间的要求，选取两个 的电解电容。LLC 部分的设计 LLC 谐振变换器的工作原理半桥结构的 LLC 串并联谐振变换器如图 3-1 所示，两个主开关 S1 和 S2 构成一个半桥结构，其驱动信号均是固定占空比 0.5 的互补信号，电感 Ls、电容Cs 和变压器并联电感 Lp 构成 LLC 谐振网络。该谐振网络连接在半桥的中点和地之间，因此谐振电容 Cs 也起一个隔直电容的作用。在变压器副边，整流二极管 D1 和 D2 组成中间抽头的全波整流电路，整流二极
7、管直接连接在输出电容Co 上。在 LLC 谐振变换器中有两个谐振频率： 为串联谐振电感和电容谐振产生的串联谐振频率； 为串联谐振电感加上并联谐振电感的和与串联谐振电容谐振产生的串并联谐振频率。下面以开关频率 f 的范围来具体分析一下 LLC 串并联谐振电路的工作过程。图 3-1（1） 时的工作过程阶段 1（ ）：如图 3-2(a)所示， 时刻，S2 关断，谐振槽路电流 对主开关S1 的寄生电容放电， S1 两端的漏源电压开始下降，当降到零时，S1 的体二极管 开始导通，为之后 S1 的零电压开通创造条件；而此时变压器副边绕组的极性为上正下负，整流二极管 D1 导通，并联电感 上的电压被变压器箝
8、位在 n 倍的输出电压上，谐振实际上发生在 和 之间，并联电感 的电流 线性上升。阶段 2（ ）：如图 3-2(b)所示， 时刻 S1 零电压开通。并联电流 继续线性上升，谐振电流 流经 S1 并以正弦谐振向上。此时流过整流二极管的输出电流为谐振槽路电流和并联电感上电流之差。在现在所处的工作频率范围内，开关周期大于 与 的谐振周期。因此在谐振电流经过半个周期的谐振，S1 仍然处于开通状态。当谐振电流 降到并联电流 时流过整流二极管 D1 的电流为零，整流二极管零电流关断。该工作阶段结束。阶段 3（ ）：如图 3-2(c)所示， 时刻整流二极管 D1 零电流关断，此时输出侧与谐振网络完全脱开，谐
9、振网络不向负载传输能量。并联电感上的电压不再受n 倍的输出电压箝位限制，并联电感 与电感 串联一起参与谐振。由于设计时大都将 设计的相对 来说大很多，所以此时的谐振周期明显变长，可以近似认为谐振电流 在这个阶段保持不变。在该阶段中，谐振电流 继续对谐振电容 充电，两端的电压继续上升，一直到 时刻，S1 关断，本工作阶段结束。下半周期工作状况与阶段 1、2、3 完全对称.虽然基波分析法存在着不足，但在设计参数时仍可以按照基波分析法得到的结论进行设计，然后再通过仿真对所得到的结果进行校正。基于上面的分析，按照本次所要设计的恒流驱动源的性能指标设计谐振网络的参数。实验样机的 LLC 谐振变换器部分的
10、主要参数如下：输入电压 ：360420Vdc，额定输入电压为 为 400V额定输出电压 ：40V2%输出电压纹波峰峰值：额定输出电流 ：1.7A串联谐振频率：98kHz死区时间 ：300ns设定的频率变化范围：83kHz105kHz首先确定变压器的变比。由前面的分析知道，为了优化变换器的性能，应该把额定输入电压时的工作点放置到串联谐振频率点处。因此有：实验样机变压器变比为：41:9:9。根据输入电压的变化范围，可以确定所需要的最大和最小电压增益：计算出折算到变压器原边的负载阻抗：由上面设定的频率变化范围，计算出归一化频率范围为：变换器工作在最小开关频率的时候，应能满足 ZVS 的条件，且能达到
11、最大增益。由 （3.14）式可以求得 的值：最小输入电压和满载情况下变换器工作在 ZVS 区的最大品质因数：最大输入电压和空载情况下变换器工作在 ZVS 区的最大品质因数：选择整个工作范围内的最大品质因数：计算谐振电路的特性阻抗和谐振元件参数：， ，串联谐振电容 的实际取值为 ，串联谐振电感 的实际取值为 。当 时，励磁电感 。主电路谐振电感、变压器、输出滤波电容的参数设计4052（1）串联谐振电感的设计选用 EF20 作为磁芯， 。绕组匝数 匝。可以取 45 匝，采用 15 股 的铜线并绕。占用窗口面积 ，而 EF20 的 ，可知，其窗口利用率为 ，符合设计要求。（2）变压器参数设计选择 P
12、Q2620 磁芯。考虑到副边匝数的选取，取 ，则 。原边用单股 0.35mm 的铜线绕制，副边每个绕组用单股 0.6mm 的铜线绕制。（3）输出滤波电容的设计按照纹波的要求选取输出滤波电容。由式 ，选择两个 ，一个 三个电解电容并联。3.1.8 控制芯片外围电路的设计 53根据 L6599 的 datasheet 设置外部电路。(l)工作频率设定图 3.3。与频率设置相关的外围电路cf 的取值一般为几百 pF 到几个 nF 范围内，选择 Cf=470PF。LLC 谐振电路工作频率被设置为:50KHz250kHz ，若超过最大频率，则进入间歇模式。由 fmin=1/(3CfRF),其中 RF=V
13、Rf/If=2V/If,可知，I f=6CfRf当光藕不导通，软启动结束的时候，f=f min=47kHz 此时有If=IfRmin=6x470pFx50kHZ=0.142mARFmin=2V/0.142mA=14.1k 取 RFmin=15k，则 IfRmin=2V/15 k=0.133mA软启动开始时，光藕不导通。由 f=fstart=400kHz 可知If=6470pF400KHz=1.13mA。软启动电流为 Ifrss=If-IfRmin=1.13mA-0.133mA=0.997mA。由此可以得到 Rss=2V/0.997mA=2.0k。取Rss=2.7k。Cs s310 -3/Rss
14、=1.11uF,取 Css=2uF。控制芯片所限制的最大输出频率是指当光藕副边三极管饱和导通时的频率。由 fmax =250kH 以及 Vcc=0.2V 可得 If(R33+R34)=If-IfRmax =6x470pFx250kHz-0.133mA=0.572mA。由此可得两个电阻的阻值为:R 34+R33=(2-0.2)V/ If(R33+R34)=3.15k由于当开关频率达到最大值时，变换器应工作在间歇模式，所以此时 stb 脚的电平应该为 l.25V。由此可得 R3 的阻值:1.25V=0.2V+ I f(R33+R34)R33R 33=1.84k取 R34=1.65 k,则 R33=
15、1.5k.(2)过电压保护电路由于芯片的供电是由主变压器中加入辅助绕组实现的，因此辅助绕组可以粗略的反映输出电压的情况。通过仿真，在 400V 输入情况下，当输出是50V(过电压保护点) 时，辅助绕组的输出大约是 22.2V(随所接负载的情况变化而变化) 。由于 DIS 脚的电压超过 2V 后会进行 shut down 操作，所以选用了 20V的稳压管。具体实现见下图。图 3.32 过电压保护电路(3)输入电压欠压保护L6599 可以通过设定分压电阻的值来分别设定启动输入电压和关断输入电压保护点。其实现如下图所示:图 3.33 输入电压欠压保护电路RL 和 RH 的值可由下式确定:选取 Vin
16、ON=370V，V inOFF=280V，可得到 RH=6M 和 RL=26.9K,取值为RH=6.0051M, R L=26.7KEMI 滤波器元件参数设计a 共模参数的选取Cy 接在相线和大地之间，该电容器容量过大将会造成漏电流过大，安全性降低。对漏电流要求越小越好，安全标准通常为几百 A 到几 mA。EMI 对地漏电流 Iy 计算公式为（4.11）式中：f 为电网频率；V C 为 Cy1 和 Cy2 电容上的压降； CCM =2Cy1，参见式(4.2) 。则有（4.12）在本设计中，额定输入电压为 250V，输入频率 f=50Hz，Vc=250V/2=125V。若设定对地漏电流为 0.09mA，可求得 Cy1=1146 pF，取 Cy1= Cy2=1000pF。将Cy 代入步骤 中求得 fR,CM 值，再将 fR,CM 代入式（ 4.6）中可得（4.13）b 差模参数选取由式（4.8）可知，C x1、C x2 及 LD 的选取没有唯一
