移动通信调制解调

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1、移动通信调制解调Stillwatersrundeep.流静水深流静水深,人静心深人静心深Wherethereislife,thereishope。有生命必有希望。有生命必有希望若以90%能量所包括的谱线宽度作为调频信号的带宽，则可以证明调频信号的带宽为Fm=/2为调制频率，fm=mfFm为调制频偏。若以99%能量计算调频信号的带宽为 调频器积分器调相器um(t)uFM(t)f0间接调频电压振荡器VCCum(t)uFM(t)直接调频积分器um(t)f0 uPM(t)间接调相信号的调制框图：调频信号的解调框图：uFM(t)前置放大器B=2(mf+1)Fm限幅器鉴频器低频滤波器噪声n(t)解调器r(

2、t)Uc经限幅器限幅后为一常数,大信噪比情况下，即UcV(t)，有鉴频器的输出第一项为信号项，第二项为噪声项。经低通滤波后，信号的功率为 表示对u2m(t)进行统计平均。噪声功率为从而得到输出信噪比为输入信噪比为经解调后，信噪比的增益为在小信噪比的情况下，即即Uc0 判为“+1” Y(t)0, 判为“+1” ； (t)减小时(Tb)为负， sin 判为“+1” Y(t)0 判决为“+1” y(t)0 判决为“+1” y(t)B，p(t)的带宽也远远大于B二进制调制DS-SS发射机和接收机中频宽带滤波器相干PSK或差分PSK解调器PN码产生器同步系统数据输出SI(t)数据序列PN码寄存器码片时钟

3、BPF振荡器c已调信号 S(t)SI(t)具有PSK的性质，通过解调得到m(t)。信号及干扰的频谱干扰信号干扰信号处理增益PG发射机中BPF输出接收机中乘法器输出处理增益为排除干扰能力与处理增益有关PG，PG越大，压制带内干扰的能力越强。2.4.3 跳频扩频技术(FH-SS）跳频扩频技术：通过看似随机的载波跳频达到传输数据的目的。在每一个信道上，发射机再一次跳频前的一小串的传输数据在窄带内按传统的调制技术（通常为FSK）进行传输。跳跃发生在信道上，并跨越一系列信道。跳跃集：一串可能的跳跃序列。瞬间带宽：跳跃集所在的信道带宽。跳频总带宽：跳跃中所跨越的频谱。单信道调制：跳跃中每一个信道采用一个基

4、本载波频率调制。跳变持续时间：跳变之间的时间，用Th表示。信号冲突（碰撞）：在相同时刻、相同信道上， 一个非预测信号占据了跳频信道， 传输信与非预测信号发生冲突。跳频技术分快、慢跳频两种：快跳频：在发送序列每一位时发生多次跳频。慢跳频：在发送序列一位或多位后的时间间隔 内进行跳频。单信道调制(FH)系统数据跳频信号调制器振荡器码时钟频率合成器PN码生成器发射机带宽滤波频率合成器PN码生成器解调器BPF同步系统解跳信号数据跳频信号接收机2.4.4 直扩的性能K个用户接入的直扩系统，Ts/Tc=N，第k个用户的传输信号表达式为PNk(t) cos(ct+k)1k PN1(t) cos(ct+1)m

5、1(t)mk(t)r(t)CDMA扩频系统k个用户模型单个用户接收机接收过程是通过对信号序列进行参量估计得出结果。对第一个用户的第i位进行的变量估计为 判决r(t)PN1(t) 2cos(ct+1)m(t)若m1,i=-1，Zi(1)0，则错误概率为 PZi(1)0| m1,i=-1由于接收信号r(t)是信号的线性集成，则Zi(1)可以表示为I1：是第一个用户接收到的信号响应。 ：是除第一个用户外，其余K-1个用 户造成的总接入干扰。：是反映其它噪声影响的高斯随机变量。的均值为零，方差为E2=N0Ts/4。Ik表示来自第k个用户的干扰假设Ik是由第k个干扰在某一整位N个时间的随机组成，则 是随

6、机过程。采用高斯表达式得到平均误比特率为 若Eb/N0趋向于无穷大，则上式为Pe是错误率的低线，是假设个各接入干扰强度大小相同的情况，没有考虑“远近效应”和系统的热噪声等。2.4.5 跳频扩频的性能 在FH-SS系统中，几个用户独立地采用2FSK调制在它们的频带上跳跃。假设任何两个用户不会在同一个信道中发生冲突，则2FSK系统的误比特率为若两个信号发生冲突，则按0.5 的概率进行分配，总的错误概率为Ph ：碰撞概率（可预先得到）。若有M个信道，那么在用户的接收信道时间片上有1/M的发生碰撞的可能性。若有(K-1)个用户干扰，那么在接收信道上，至少有发生一个冲突的可能性，此时，Ph为若M很大，则

7、当K=1特殊情况下，错误概率如式(2-81)所示，是一个标准的2FSK错误概率。假设Eb/N0趋向于无穷大，式(2-84)表示为 给出了对多重干扰来说，不可避免的错误概率以上的分析是假设用户的跳频会同步发生的，称为时隙跳频。多数FH-SS系统并非如此，即使两个独立用户的时钟能够同步，不同的传输路径会造成不同的时延，因此异步情况下，发生冲突的可能性为Nb：每次跳变的传输数据数。 将式(2-86)与（2-83）比较，异步情况下发生冲突的概率增大，在异步情况下，错误概率为与DS-SS系统相比，FH-SS系统的优点1.能抗“ 远近效应”，但不能完全避免。2.信号一般不使用同一频率，接收机的功率不像 D

8、S-SS那样要求的严格。改进 在传输中加入纠错码，不仅可以改善“远近效应”的影响，而且可以在偶尔发生冲突时，提高系统的性能。2.5 多址方式用于多信道共用。多信道共用是指在网内的大量用户共享若干无限信道。多址技术：主要解决多用户如何高效共 享给定频谱资源问题。常规的多址方式有三种：频分多址 (FDMA)时分多址(TDMA)码分多址(CDMA)频分多址：是将给定的频谱资源划分为若干个等 间隔的频道（或称信道），供不同的用户使用。2.5.1 频分多址 (FDMA)信道1信道N信道带宽功率时间信道1信道N信道2信道 2收发间隔移动台收（基站发）移动台发（基站收）信道带宽：在模拟移动通信系统，它通常等

9、于传输一路模拟话音所需的带宽。如25kH或30kHz.收发间隔：|f-F|，f为接受频率，F为发射频率。在频分双工(FDD)通信中，fF。为了避免同一部电台间的干扰， |f-F|必须大于一定的数值。如800MHz频段，收发间隔常为45MHz。2.5.2 时分多址时分多址：是把时间分割成周期性的贞，每一个贞在分割成若干个时隙。贞和时隙都是不重叠的。在频分双工(FDD)方式中，上行链路（移动台到基站）和下行链路（基站到移动台）的幀分别在不同的频率上。在时分双工(TDD)方式中，上下行贞在相同的频率上，各移动台在上下行贞内只能按指定的时隙向基站发送信号。下行贞CH NCH 2CH 1CH NCH 2

10、CH 1CH 2上行贞时间CH 1CH N时隙下行贞频率功率TDMA示意图基站按顺序在预定的时隙中向各移动台发送信息。保护间隔：由于传输移动信号有时延，为保证各移动台到达基站处的信号不重叠，通常在上行时隙内有保护间隔，在该间隔内不传输信号。贞长和贞结构贞长：GSM系统：4.6ms(每贞8时隙）DECT系统：10ms (每贞24时隙）PACS系统：2.5ms (每贞8时隙）贞结构：在 FDD方式中，上下行链路的幀结构可以相同，也可以不同。在TDD方式中，通常将某一频率上的一贞中一半的时隙用于移动台发，另一半的时隙用于移动台收，收发工作在同一频率上进行。 一 幀 时隙 123N 信息 保护 典型结

11、构1典型结构2典型的时隙结构同步 控制信息 训练信息保护时隙结构的设计 三个主要问题：1.控制和信令的传输2.信道的多径的影响3.系统的同步 解决措施：1.每个时隙中，专门划出部分比特用于控制和信令信息的传输。2.为便于接收端利用均衡器来克服多径引起的码间干扰，在时隙中插入自适应均衡器所需的训练序列。3. 在上行链路的每一个时隙中留出一定的保护间隔，即每个时隙中传输信号的时间小于时隙的长度。4.为了便于接收端的同步，在每个时隙中要传输同步序列。 同步序列和训练序列可以合二为一。2.5.3 码分多址 (CDMA)码分多址：以扩频信号为基础，利用不同的码型实现不同用户的信息传输。采用直接序列扩频技

12、术所对应的多址方式为直扩码分多址(DS-CDMA);采用跳频扩频技术所对应的多址方式为跳频码分多址(FH-CDMA).下行链路采用的正交序列为Walsh序列，来区分不同信道。 Walsh序列的长度为64时，可以有64个正交序列，可以产生64个逻辑信道。使用正交序列的要求：各序列之间完全同步。因此用于基站到移动台的下行链路。移动台到基站的上行链路，通常采用准正交的PN序列如m序列、gold序列，来区分不同用户（或信道）。如采用周期为242-1长的m序列形成接入信道和业务信道。导频信道寻呼信道寻呼信道业务信道业务信道业务信道业务信道业务信道同步信道CDMA下行链路（信道）（1.23MHz ) 1 7 1 n 24 25 55W0 W32 W1 W7 W8 W31 W33 W65业务数据控制子信道(a) 基站到移动台的下行链路接入信道接入信道业务信道业务信道业务信道 用户地址1 n 1 2 55(b) 移动台到基站的上行链路导频信道：用于传送导频信息。同步信道：用于传送同步信息。寻呼信道：供基站在呼叫建立阶段传输控制信息。接入信道：与正向传输(基站到移动台）的寻户信道相对应，提供移动台到基站的传输通路。供移动台发起呼叫、对基站的寻呼进行响应及向基站发送登记注册信息等。DS-CDMA系统的两个重要特点：1.存在自身多址干扰。2.必须采取功率控制方法克服“远近效应”。