直流拖动控制系统

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1、 Shanghai university直流拖动控制系统Stillwatersrundeep.流静水深流静水深,人静心深人静心深Wherethereislife,thereishope。有生命必有希望。有生命必有希望根据直流电动机转速方程 q 直流调速方法直流调速方法（1-1）式中 n 转 速 （r / m i n）； U 电 枢 电 压 （V ）； I 电 枢 电 流 （A ）； R 电 枢 回 路 总 电 阻 （） ； 励 磁 磁 通 （W b） ； Ke 由电机结构决定的电动势常数。调节电动机转速的三种方法1.1.调节电枢供电电压调节电枢供电电压 U U2.2.改变电枢回路电阻改变电枢回

2、路电阻 R R3.3.减弱励磁磁通减弱励磁磁通 （1）调压调速工作条件： 保持励磁 = N ； 保持电阻 R = Ra调节过程： 改变电压 UN U U n ， n0 调速特性： 转速下降，机械特性曲线平行下移。nn0OIILUNU 1U 2U 3nNn1n2n3调压调速特性曲线nn0OIILUNU 1U 2U 3nNn1n2n3调压调速特性曲线（2）调阻调速工作条件： 保持励磁 = N ； 保持电压 U =UN ；调节过程： 增加电阻 Ra R R n ，n0不变；调速特性： 转速下降，机械特性曲线变软。nn0OIILR aR 1R 2R 3nNn1n2n3调阻调速特性曲线（3）调磁调速工作

3、条件： 保持电压 U =UN ； 保持电阻 R = R a ；调节过程： 减小励磁 N n ， n0 调速特性： 转速上升，机械特性曲线变软。nn0OTeTL N 1 2 3nNn1n2n3调压调速特性曲线 三种调速方法的性能与比较 改变电阻只能有级调速； 减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，在基速以上作小范围的弱磁升速。 调压调速能在较大的范围内无级平滑调速。恒转矩调速方式恒转矩调速方式 电机长期运行时，电枢电流应小于额定值 IN，而电磁转矩 Te = Km I 。 在调压调速范围内，励磁磁通不变，容许的输出转矩也不变，称作“恒转矩调速恒转矩调速方式方式”。恒功率调速方式恒功率调速方式

4、 在弱磁调速范围内，转速越高，磁通越弱，容许输出转矩减小，而容许输出转矩与转速的乘积则不变，即容许功率不变，为“恒功率调速方式恒功率调速方式”。两种调速方式两种调速方式TeNnNnmax变电压调速弱磁调速UNUPPTeUnO两种调速方式第第1 1章章 闭环控制的直流调速系统闭环控制的直流调速系统 本章着重讨论基本的闭环控制系统及其分析与设计方法。1.1 1.1 直流调速系统用的可控直流电源直流调速系统用的可控直流电源 调压调速需要有专门向电动机供电的可控直流电源。 本节介绍几种主要的可控直流电源。常用的可控直流电源有以下三种旋转变流机组用交流电动机和直流发电机组成机组，获得可调的直流电压。静止

5、式可控整流器用静止式的可控整流器获得可调的直流电压。直流斩波器或脉宽调制变换器用恒定直流电源或不控整流电源供电，利用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，产生可变的平均电压。1.1.1 旋转变流机组（旋转变流机组（G-M系统）系统）图1-1 旋转变流机组和由它供电的直流调速系统（G-M系统）原理图 Ward-Leonard系统 G-M系统特性n第I象限第IV象限OTeTL-TLn0n1n2第II象限第III象限图1-2 G-M系统的机械特性 1.1.2 静止式可控整流器静止式可控整流器图1-3 晶闸管-电动机调速系统（V-M系统）原理图 V-M系统工作原理 晶闸管-电动机调速系统（简称V-M系统

6、，又称静止的Ward-Leonard系统），图中VT是晶闸管可控整流器，通过调节触发装置 GT 的控制电压 Uc 来移动触发脉冲的相位，即可改变整流电压Ud ，从而实现平滑调速。 V-M系统的特点晶闸管可控整流器的功率放大倍数在10 4 以上，其门极电流可以直接用晶体管来控制。控制的快速性，晶闸管整流器是毫秒级，这将大大提高系统的动态性能。 V-M系统的问题由于晶闸管的单向导电性，它不允许电流反向，给系统的可逆运行造成困难。晶闸管对过电压、过电流和过高的du/dt与di/dt 都十分敏感，若超过允许值会在很短的时间内损坏器件。由谐波与无功功率引起电网电压波形畸变，造成“电力公害”。 1.1.3

7、 1.1.3 直流斩波器或脉宽调制变换器直流斩波器或脉宽调制变换器a）原理图b）电压波形图tOuUsUdTton图1-5 直流斩波器-电动机系统的原理图和电压波形 +MUsLVDM+- 斩波器的基本控制原理 在原理图中，VT 表示电力电子开关器件，VD 表示续流二极管。 当VT 导通时ton ，直流电源电压 Us 加到电动机上；当VT 关断时T ton ，直流电源与电机脱开，电动机电枢经 VD 续流，两端电压接近于零。这样，电动机得到的平均电压为 输出电压(1-2)式中 T 功率器件的开关周期； ton 开通时间； 占空比， = ton / T = ton f ,其中 f 为开关频率。H形主电

8、路结构+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2VT1VT2VT4VT3ABMVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4图1-6 桥式可逆PWM变换器脉宽调制变换器（PWM-Pulse Width Modulation） PWM系统的优点（1）主电路线路简单，需用的功率器件少。（2）开关频率高，电流容易连续，谐波少。（3）稳速精度高，调速范围宽。（4）动态响应快，抗扰能力强。（5）直流电源采用不控整流，功率因数高。小小 结结 三种可控直流电源，V-M系统在20世纪6070年代得到广泛应用，目前主要用于大容量系统。 直流PWM调速系统作为一种新技术，发展迅速，应用日益广泛

9、，特别在中、小容量的系统中，已取代V-M系统成为主要的直流调速方式。1.2 1.2 晶闸管晶闸管- -电动机系统（电动机系统（V-MV-M系统）系统） 的主要问题的主要问题V-M系统的几个主要问题：（1）触发脉冲相位控制。（2）电流脉动及其波形的连续与断续。（3）抑制电流脉动的措施。（4）晶闸管-电动机系统的机械特性。（5）晶闸管触发和整流装置的放大系数和 传递函数。 调节晶闸管触发脉冲相位，可改变可控整流器输出电压的波形。 整流器输出电瞬时值ud 的呈周期性变化。1.2.1 触发脉冲相位控制触发脉冲相位控制OOOOOud0IdE 等效电路分析 把整流装置内阻移到装置外边，看成是其负载电路电阻

10、的一部分。 ud0为整流电压理想空载瞬时值 。图1-7 V-M系统主电路的等效电路图 式中 电动机反电动势（V）； 整流电流瞬时值（A）； 主电路总电感（H）； 主电路等效电阻（）， R = Rrec + Ra + RL。EidLR 瞬时电压平衡方程(1- 4)整流电压的平均值计算 ud0在一个周期内的平均值为理想空载整流电压平均值Ud0 。 触发脉冲控制角； Um 交流电源线电压峰值（V）；m交流电源一周内整流电压脉波数。 (1-5)整流与逆变状态当 0 0 ，整流状态，电功率从交流侧输送到直流侧； 当 /2 max 时， Ud0 0 ，有源逆变状态，电功率反向传送。 不同整流电路时， Um

11、、m及Ud0* U2 是整流变压器二次侧额定相电压的有效值。1.2.2 1.2.2 电流脉动及其波形的连续与断续电流脉动及其波形的连续与断续OuaubucudOiaibicictEUdtOuaubucudOiaibicicEUdudttudidid1.2.3 1.2.3 抑制电流脉动的措施抑制电流脉动的措施 电流脉动产生转矩脉动，为了避免或减轻这种影响，须采用抑制电流脉动的措施，主要是：设置平波电抗器；增加整流电路相数；采用多重化技术。1.2.4 1.2.4 晶闸管晶闸管- -电动机系统的机械特性电动机系统的机械特性 当电流连续时，V-M系统的机械特性方程式为 式中 Ce电机在额定磁通下的电动

12、势系数,Ce = KeN 。（1-9）（1）电流连续情况 改变控制角，得一族平行直线，这和G-M系统的特性很相似，如图1-10所示。 图中电流较小的部分画成虚线，表明这时电流波形可能断续，式（1-9）已经不适用了。图1-10 电流连续时V-M系统的机械特性 n = Id R / CenIdILO 三相半波整流电路电流断续时机械特性 (1-10) (1-11) 一个电流脉波的导通角， 2/3 阻抗角（2）电流断续情况图1-11 完整的V-M系统机械特性（3）V-M系统 机械特性（4）V-M系统机械特性的特点 图1-11绘出了完整的V-M系统机械特性，分为电流连续区和电流断续区。由图可见：当电流连

13、续时，特性硬；电流断续时，特性很软，呈显著的非线性，理想空载转速翘得很高。1.2.5 1.2.5 晶闸管触发和整流装置的放大系数和晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数传递函数 在进行调速系统的分析和设计时，可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节来看待。 进行直流调速系统分析或设计时，须事先求出这个环节的放大系数和传递函数。 晶闸管触发和整流装置的放大系数的计算 晶闸管触发和整流装置的放大系数如果不可能实测特性，只好根据装置的参数估算。图1-13 晶闸管触发与整流装置的输入-输出特性和的测定 (1-12) 失控时间是随机的，最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间，与交流电

14、源频率和整流电路形式有关，由下式确定 (1-13)式中 交流电流频率（Hz）； 一周内整流电压的脉冲波数。fm最大失控时间 Ts 值的选取 在一般情况下，可取其统计平均值 Ts = Tsmax /2，并认为是常数。 也可按最严重的情况考虑，取Ts = Tsmax 。各种整流电路的失控时间（f =50Hz） 用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为按拉氏变换的位移定理，晶闸管装置的传递函数为（1-14）传递函数传递函数简化 由于式（1-14）中包含指数函数，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较麻烦。为了简化，先将该指数函数按台劳级数展开，则式（1-14）变成 （1

15、-15） 近似传递函数 考虑到 Ts 很小，可忽略高次项，则传递函数便近似成一阶惯性环节。（1-16）晶闸管触发与整流装置动态结构Uc(s)Ud0(s)Uc(s)Ud0(s)a) 准确的b） 近似的图1-15 晶闸管触发与整流装置动态结构框图ssss1.3 1.3 直流脉宽调速系统的主要问题直流脉宽调速系统的主要问题 自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM调速系统。1.3.1 1.3.1 PWMPWM变换器的工作状态和电压、变换器的工作状态和电压、 电流波形电流波形 PWM

16、调制：把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出平均电压的大小。 图1-16 简单的不可逆PWM变换器-直流电动机系统 VDUs+UgCVTidM+_Ea）主电路原理图 M1. 不可逆PWM变换器21UdOtUg图中： Us直流电源电压 C 滤波电容器 M 直流电动机 VD 续流二极管VT 功率开关器件 VT 的栅极由脉宽可调的脉冲电压系列Ug驱动。工作状态与波形在一个开关周期内，当0 t ton时，Ug为正，VT导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当ton t T 时， Ug为负，VT关断，电枢失去电源，经VD续流。U, iUdEidUsttonT

17、0图1-16 b 电压和电流波形O电机两端得到的平均电压为(1-17)式中 = ton / T 为 PWM 波形的占空比， 输出电压方程 改变 （ 0 1 ）即可调节电机的转速，若令 = Ud / Us为PWM电压系数，则在不可逆PWM 变换器中 = (1-18)2. 桥式可逆PWM变换器 可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图1-18所示。 这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的可逆PWM变换器。+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1U

18、g2VT1VT2VT4VT3132AB4MVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4图1-18 桥式可逆PWM变换器n H形主电路结构n 双极式控制方式（1）正向运行第1阶段，在 0 t ton 期间， Ug1 、 Ug4为正， VT1 、 VT4导通， Ug2 、 Ug3为负，VT2 、 VT3截止，电流 id 沿回路1流通，电动机M两端电压UAB = +Us ；第2阶段，在ton t T期间， Ug1 、 Ug4为负， VT1 、 VT4截止， VD2 、 VD3续流， 并钳位使VT2 、 VT3保持截止，电流 id 沿回路2流通，电动机M两端电压UAB = Us ；n 双极式控制方

19、式（续）（2）反向运行第1阶段，在 0 t ton 期间， Ug2 、 Ug3为负，VT2 、 VT3截止， VD1 、 VD4 续流，并钳位使 VT1 、 VT4截止，电流 id 沿回路4流通，电动机M两端电压UAB = +Us ；第2阶段，在ton t T 期间， Ug2 、 Ug3 为正， VT2 、 VT3导通， Ug1 、 Ug4为负，使VT1 、 VT4保持截止，电流 id 沿回路3流通，电动机M两端电压UAB = Us ；n 输出波形U, iUdEid+UsttonT0-UsO(1) 正向电动运行波形U, iUdEid+UsttonT0-UsO(2) 反向电动运行波形n 输出平均

20、电压双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为（1-19） 如果占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中 = 2 1 （1-20）注意：这里 的计算公式与不可逆变换器中的公式就不一样了。n 调速范围 调速时， 的可调范围为01， 1 0.5时， 为正，电机正转当 0.5时， 为负，电机反转当 = 0.5时， = 0 ，电机停止1.3.2 1.3.2 直流脉宽调速系统的机械特性直流脉宽调速系统的机械特性 由于采用脉宽调制，严格地说，即使在稳态情况下，脉宽调速系统的转矩和转速也都是脉动的，所谓稳态，是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，机械特性是平均转速与平

21、均转矩（电流）的关系。 对于双极式控制的可逆电路电压方程为( 0 t ton ) (1-23) n 双极式可逆电路电压方程(ton t R，因此（1-44）4. 电流截止负反馈环节参数设计Idbl应小于电机允许的最大电流，一般取 Idbl =（1.52） IN从调速系统的稳态性能上看，希望稳态运行范围足够大，截止电流应大于电机的额定电流，一般取 Idcr （1.11.2）IN1.5 反馈控制闭环直流调速系统的反馈控制闭环直流调速系统的动态分析和设计动态分析和设计 引入转速负反馈，且放大系数足够大时，就可以满足系统的稳态性能要求。然而放大系数太大又可能引起闭环系统不稳定，这时应再增加动态校正措施

22、，才能保证系统的正常工作。 此外，还须满足系统的各项动态指标的要求。 为了分析调速系统的稳定性和动态品质，必须首先建立描述系统动态物理规律的数学模型，对于连续的线性定常系统，其数学模型是常微分方程，经过拉氏变换，可用传递函数和动态结构图表示。 1.5.1 反馈控制闭环直流调速系统的动态反馈控制闭环直流调速系统的动态 数学模型数学模型建立系统动态数学模型的基本步骤（1）根据系统中各环节的物理规律，列出描述该环节动态过程的微分方程；（2）求出各环节的传递函数；（3）组成系统的动态结构图并求出系统的传递函数。1. 电力电子器件的传递函数 构成系统的主要环节是电力电子变换器和直流电动机。不同电力电子变

23、换器的传递函数，它们的表达式是相同的，都是(1-45) 只是在不同场合下，参数Ks和Ts的数值不同而已。 TL+-MUd0+-E R LneidM图1-33 他励直流电动机等效电路 2. 直流电动机的传递函数(1-46) 动态电压方程为 电路方程电路方程 如果忽略粘性磨擦及弹性转矩，电机轴上的动力学方程为 (1-47) 额定励磁下的感应电动势和电磁转矩分别为 (1-48) (1-49) 式中 TL 包括电机空载转矩在内的负载转矩(Nm)； GD2 电力拖动系统折算到电机轴上的飞轮 惯量(Nm2)； Cm 电机额定励磁下的转矩系数(Nm/A)， Tl 电枢回路电磁时间常数(s)， ；Tm电力拖动

24、系统机电时间常数(s) ， 。定义下列时间常数整理后得(1-50) (1-51) 式中 为负载电流。 n 微分方程 在零初始条件下，取等式两侧的拉氏变换， 得电压与电流间的传递函数 电流与电动势间的传递函数 (1-52) (1-53) n 传递函数n 动态结构框图 Id (s)IdL(s)+-E (s) R Tmsb)电流电动势间的结构框图 式（131）E(s)Ud0(s)+-1/RTl s+1Id (s)a)电压电流间的结构框图 式（130）+图1-34 额定励磁下直流电动机动态结构框图图1-34c 整个直流电动机的动态的结构框图n(s) 1/CeUd0(s)IdL (s) EId (s)U

25、n+- 1/R Tl s+1 R Tms 直流电动机有两个输入量，一个是施加在电枢上的理想空载电压，另一个是负载电流。 前者是控制输入量，后者是扰动输入量。n(s)Ud0 (s)+-1/Ce TmTl s2+Tms+1IdL (s) R (Tl s+1)n 动态结构图的变换和简化a. IdL 0n(s)1/Ce TmTl s2+Tms+1Ud0 (s)n 动态结构图的变换和简化（续）b. IdL= 0 直流闭环调速系统中的其他环节还有比例放大器和测速反馈环节，它们的响应都可以认为是瞬时的，因此它们的传递函数就是它们的放大系数，即 放大器测速反馈（1-55） （1-54） 3. 控制与检测环节的

26、传递函数图1-36 反馈控制闭环调速系统的动态结构框图n(s)U*n (s)IdL (s) Uct (s)Un (s)+- KsTss+1KP1/Ce TmTl s2+Tms+1 +-R (Tl s+1)Ud0 (s)Un (s)三阶系统4. 闭环调速系统的动态结构框图5. 调速系统的开环传递函数 由图可见，反馈控制闭环直流调速系统的开环传递函数是 式中 K = Kp Ks / Ce （1-56） 6. 调速系统的闭环传递函数 设Idl=0，从给定输入作用上看，闭环直流调速系统的闭环传递函数是 （1-57） 1.5.2 反馈控制闭环直流调速系统的稳定条件反馈控制闭环直流调速系统的稳定条件反馈控

27、制闭环直流调速系统的特征方程为 （1-58） 稳定条件或整理后得 （1-59） 式（1-59）右边称作系统的临界放大系数 Kcr，当 K Kcr 时，系统将不稳定。 对于一个自动控制系统来说，稳定性是它能否正常工作的首要条件，是必须保证的。 系统设计举例与参数计算（一）系统设计举例与参数计算（一） 稳态参数计算是自动控制系统设计的第一步，它决定了控制系统的基本构成环节，有了基本环节组成系统之后，再通过动态参数设计，就可使系统臻于完善。 系统稳态参数计算例题例题1-4 用线性集成电路运算放大器作为电压放大器的转速负反馈闭环直流调速系统如图1-28所示，主电路是晶闸管可控整流器供电的V-M系统。已

28、知数据如下：电动机：额定数据为10kW，220V，55A，1000r/min，电枢电阻 Ra = 0.5晶闸管触发整流装置：三相桥式可控整流电路，整流变压器Y/Y联结，二次线电压 U2l = 230V，电压放大系数 Ks = 44V-M系统电枢回路总电阻：R = 1.0测速发电机：永磁式，额定数据为23.1W，110V，0.21A，1900r/min直流稳压电源：15V 若生产机械要求调速范围D=10，静差率s5%，试计算调速系统的稳态参数（暂不考虑电动机的起动问题）。 解解 1）为满足调速系统的稳态性能指标，额定负载时的稳态速降应为 = 5.26r/min2）求闭环系统应有的开环放大系数先计

29、算电动机的电动势系数 Vmin/r = 0.1925Vmin/r则开环系统额定速降为 r/min = 285.7r/min闭环系统的开环放大系数应为3）计算转速反馈环节的反馈系数和参数 转速反馈系数包含测速发电机的电动势系数Cetg和其输出电位器的分压系数 2，即 = 2 Cetg根据测速发电机的额定数据， = 0.0579Vmin/r 先试取 2 =0.2，再检验是否合适。 现假定测速发电机与主电动机直接联接，则在电动机最高转速1000r/min时，转速反馈电压为 V=11.58V 稳态时Un很小， U*n只要略大于 Un 即可，现有直流稳压电源为15V，完全能够满足给定电压的需要。因此，取

30、=0.2是正确的。 于是，转速反馈系数的计算结果是 Vmin/r = 0.01158Vmin/r 电位器的选择方法如下：为了使测速发电机的电枢压降对转速检测信号的线性度没有显著影响，取测速发电机输出最高电压时，其电流约为额定值的20%，则 =1379 此时所消耗的功率为 为了使电位器温度不致很高，实选瓦数应为所消耗功率的一倍以上，故可为选用10W，1.5k的可调电位器。 4）计算运算放大器的放大系数和参数 根据调速指标要求，前已求出，闭环系统的开环放大系数应为 K 53.3，则运算放大器的放大系数 Kp 应为 实取=21。 图1-28中运算放大器的参数计算如下：根据所用运算放大器的型号，取 R

31、0 = 40k，则 系统稳定性分析例题例题1-5 在例题1-4中，已知 R = 1.0 ， Ks = 44， Ce = 0.1925Vmin/r，系统运动部分的飞轮惯量GD2 = 10Nm2。 根据稳态性能指标 D =10，s 0.5计算，系统的开环放大系数应有K 53.3 ，试判别这个系统的稳定性。 解解 首先应确定主电路的电感值，用以计算电磁时间常数。 对于V-M系统，为了使主电路电流连续，应设置平波电抗器。例题1-4给出的是三相桥式可控整流电路，为了保证最小电流时电流仍能连续，应采用式（1-8）计算电枢回路总电感量，即现在 则 取 = 17mH = 0.017H 。 计算系统中各环节的时

32、间常数：电磁时间常数 机电时间常数 对于三相桥式整流电路，晶闸管装置的滞后时间常数为 Ts = 0.00167 s 为保证系统稳定，开环放大系数应满足式（1-59）的稳定条件 按稳态调速性能指标要求K 53.3 ，因此，闭环系统是不稳定的。1.6 比例积分控制规律和无静差调速系统比例积分控制规律和无静差调速系统 采用比例（P）放大器控制的直流调速系统是有静差的调速系统，还存在稳定性与稳态精度的矛盾。 采用积分（I）调节器或比例积分（PI）调节器代替比例放大器，构成无静差调速系统。 问题的提出问题的提出 采用P放大器控制必然要产生静差，因此是有静差系统。Kp 越大，系统精度越高；但 Kp 过大，

33、将降低系统稳定性。 进一步分析静差产生的原因，由于采用比例调节器， 转速调节器的输出为 Uc = Kp UnUc 0，电动机运行，即Un 0 ；Uc = 0，电动机停止。 1.6.1 积分调节器和积分控制规律积分调节器和积分控制规律 1. 积分调节器积分调节器 如图，由运算放大器可构成一个积分电路。根据电路分析，其电路方程+CUexRbalUinR0+A图1-43 积分调节器a) 原理图ii方程两边取积分，得 (1-64) 式中 积分时间常数。 当初始值为零时，在阶跃输入作用下，对式（1-64）进行积分运算，得积分调节器的输出(1-65) 2. 积分调节器的传递函数积分调节器的传递函数为 Ue

34、xUinUexmtUinUexOb) 阶跃输入时的输出特性()L/dBOL()-20dB1/O-/2c) Bode图图1-43 积分调节器3. 积分调节器的特性4. 转速的积分控制规律 如果采用积分调节器，则控制电压Uc是转速偏差电压Un的积分，按照式（1-64），应有 如果是Un 阶跃函数，则 Uc 按线性规律增长，每一时刻 Uc 的大小和 Un 与横轴所包围的面积成正比，如下图 a 所示。图1-45 积分调节器的输入和输出动态过程a) 阶跃输入 b)负载变化时n 输入和输出动态过程 图b 绘出的 Un 是负载变化时的偏差电压波形，按照Un与横轴所包围面积的正比关系，可得相应的Uc 曲线，图

35、中Un 的最大值对应于Uc 的拐点。 若初值不是零，还应加上初始电压Uc0 ，则积分式变成 负载变化时积分曲线分析结果分析结果 只有达到 Un* = Un ， Un = 0时，Uc 才停止积分；当 Un = 0时，Uc并不是零，而是一个终值 Ucf ；如果 Un 不再变化，此终值便保持恒定不变，这是积分控制的特点。 采用积分调节器，当转速在稳态时达到与给定转速一致，系统仍有控制信号，保持系统稳定运行，实现无静差调速。5. 比例与积分控制的比较 有静差调速系统有静差调速系统 当负载转矩由TL1突增到TL2时，有静差调速系统的转速n、偏差电压 Un 和控制电压 Uc 的变化过程示于下图。 当负载转

36、矩由 TL1 突增到 TL2 时，有静差调速系统的转速 n 、偏差电压 Un 和控制电压 Uc 的变化过程示于右图。 图1-44 有静差调速系统突加负载过程有静差调速系统突加负载时的动态过程图1-46 积分控制无静差调速系统突加负载时的动态过程 虽然现在Un = 0，只要历史上有过 Un ，其积分就有一定数值，足以产生稳态运行所需要的控制电压 Uc。积分控制规律和比例控制规律的根本区别就在于此。 无静差调速系统突加负载时的动态过程 将以上的分析归纳起来，可得下述论断： 比例调节器的输出只取决于输入偏差量的现状；而积分调节器的输出则包含了输入偏差量的全部历史。 1.6.2 比例积分控制规律比例积

37、分控制规律 上一小节从无静差的角度突出地表明了积分控制优于比例控制的地方，但是另一方面，在控制的快速性上，积分控制却又不如比例控制。 如图所示，在同样的阶跃输入作用之下，比例调节器的输出可以立即响应，而积分调节器的输出却只能逐渐地变。 UexUinUexmtUinUexOb) I调节器a) P调节器UexUintUinUexO 两种调节器特性比较两种调节器I/O特性曲线1. PI调节器 在模拟电子控制技术中，可用运算放大器来实现PI调节器，其线路如图所示。Uex+C1RbalUinR0+AR1图1-38 比例积分（PI）调节器 i0i12. PI输入输出关系 按照运算放大器的输入输出关系，可得

38、(1-60)式中 PI调节器比例部分的放大系数； PI调节器的积分时间常数。 由此可见，PI调节器的输出电压由比例和积分两部分相加而成。3. PI调节器的传递函数 当初始条件为零时，取式（1-60）两侧的拉氏变换，移项后，得PI调节器的传递函数。 (1-61)令 ，则传递函数也可以写成如下形式(1-62)n 分析结果 由此可见，比例积分控制综合了比例控制和积分控制两种规律的优点，又克服了各自的缺点，扬长避短，互相补充。比例部分能迅速响应控制作用，积分部分则最终消除稳态偏差。 1.6.3 无静差直流调速系统及其稳态参数计算无静差直流调速系统及其稳态参数计算 系统组成工作原理稳态结构与静特性参数计

39、算1. 系统组成+-+-M TG+-RP2nRP1U*nR0R0RbalUcVBT VSUiTAIdR1C1UnUd图1-48 无静差直流调速系统示例 -+MTG+-UPE2. 工作原理 图1-48所示是一个无静差直流调速系统的实例，采用比例积分调节器以实现无静差，采用电流截止负反馈来限制动态过程的冲击电流。TA为检测电流的交流互感器，经整流后得到电流反馈信号。当电流超过截止电流时，高于稳压管VS的击穿电压，使晶体三极管VBT导通，则PI调节器的输出电压接近于零，电力电子变换器UPE的输出电压急剧下降，达到限制电流的目的。3. 稳态结构与静特性 当电动机电流低于其截止值时，上述系统的稳态结构图

40、示于下图，其中代表PI调节器的方框中无法用放大系数表示，一般画出它的输出特性，以表明是比例积分作用。 图1-49 无静差直流调速系统稳态结构框图（Id Idcr ） Ks 1/CeU*nUcUnIdREnUd0Un+-稳态结构与静特性（续） 无静差系统的理想静特性如右图所示。当 Id Idcr 时，系统无静差，静特性是不同转速时的一族水平线。当 Id 6dB 5. 设计步骤系统建模首先应进行总体设计，选择基本部件，按稳态性能指标计算参数，形成基本的闭环控制系统，或称原始系统。系统分析建立原始系统的动态数学模型，画出其伯德图，检查它的稳定性和其他动态性能。系统设计如果原始系统不稳定，或动态性能不

41、好，就必须配置合适的动态校正装置，使校正后的系统全面满足性能要求。*1.6.6 系统设计举例与参数计算系统设计举例与参数计算系统调节器设计系统调节器设计例题例题1-8 试利用伯德图设计PI调节器，使系统能在保证稳态性能要求下稳定运行。 解解 （1）被控对象的开环频率特性分析式（1-56）已给出原始系统的开环传递函数如下 已知 Ts = 0.00167s， Tl = 0.017s ， Tm = 0.075s ，在这里， Tm 4Tl ，因此分母中的二次项可以分解成两个一次项之积，即 根据例题1-4的稳态参数计算结果，闭环系统的开环放大系数已取为 于是，原始闭环系统的开环传递函数是 系统开环对数幅

42、频及相频特性图1-40 原始闭环直流调速系统的伯德图其中三个转折频率（或称交接频率）分别为 而 由图1-40可见，相角裕度 和增益裕度GM都是负值，所以原始闭环系统不稳定。 这和例题1-5中用代数判据得到的结论是一致的。 （2） PI调节器设计 为了使系统稳定，设置PI调节器，设计时须绘出其对数频率特性。 考虑到原始系统中已包含了放大系数为的比例调节器，现在换成PI调节器，它在原始系统的基础上新添加部分的传递函数应为 PI调节器对数频率特性相应的对数频率特性绘于图1-41中。 0图1-41PI调节器在原始系统基础上添加部分的对数频率特性 实际设计时，一般先根据系统要求的动态性能或稳定裕度，确定

43、校正后的预期对数频率特性，与原始系统特性相减，即得校正环节特性。具体的设计方法是很灵活的，有时须反复试凑，才能得到满意的结果。 对于本例题的闭环调速系统，可以采用比较简便方法，由于原始系统不稳定，表现为放大系数K 过大，截止频率过高，应该设法把它们压下来。为了方便起见，可令，Kpi = T1 使校正装置的比例微分项Kpi s + 1与原始 系统中时间常数最大的惯性环节 对消。其次，为了使校正后的系统具有足够的稳定裕度，它的对数幅频特性应以20dB/dec 的斜率穿越 0dB 线，必须把图1-42中的原始系统特性压低，使校正后特性的截止频率c2 1/ T2。这样，在c2 处，应有 系统校正的对数

44、频率特性0校正后的系统特性校正后的系统特性校正前的系统特性校正前的系统特性图1-42 闭环直流调速系统的PI调节器校正 从图上可以看出，校正后系统的稳定性指标 和GM都已变成较大的正值，有足够的稳定裕度，而截止频率从 c1 = 208.9 s1降到 c2 = 30 s1 ，快速性被压低了许多，显然这是一个偏于稳定的方案。 由图1-40的原始系统对数幅频和相频特性可知 因此代入已知数据，得 取Kpi = T1 = 0.049s，为了使c2 1/ T2 =38s1 ，取 c2 = 30 s1 ，在特性上查得相应的 L1 = 31.5dB，因而 L1 = 31.5dB。 （3）调节器参数计算从图1-

45、42中特性可以看出 所以已知 Kp = 21 因此 而且于是，PI调节器的传递函数为 最后，选择PI调节器的参数。已知 R0=40k，则 取R1= 22k 1.6 1.6 比例积分控制规律和无静差调速系统比例积分控制规律和无静差调速系统 采用比例（P）放大器控制的直流调速系统是有静差的调速系统，还存在稳定性与稳态精度的矛盾。 采用积分（I）调节器或比例积分（PI）调节器代替比例放大器，构成无静差调速系统。 问题的提出问题的提出 采用P放大器控制必然要产生静差，因此是有静差系统。Kp 越大，系统精度越高；但 Kp 过大，将降低系统稳定性。 进一步分析静差产生的原因，由于采用比例调节器， 转速调节

46、器的输出为 Uc = Kp UnUc 0，电动机运行，即Un 0 ；Uc = 0，电动机停止。 1.6.1 1.6.1 积分调节器和积分控制规律积分调节器和积分控制规律 1. 积分调节器积分调节器 如图，由运算放大器可构成一个积分电路。根据电路分析，其电路方程+CUexRbalUinR0+A图1-43 积分调节器a) 原理图ii方程两边取积分，得 (1-64) 式中 积分时间常数。 当初始值为零时，在阶跃输入作用下，对式（1-64）进行积分运算，得积分调节器的输出(1-65) 2. 积分调节器的传递函数积分调节器的传递函数为 UexUinUexmtUinUexOb) 阶跃输入时的输出特性()L

47、/dBOL()-20dB1/O-/2c) Bode图图1-43 积分调节器3. 积分调节器的特性4. 转速的积分控制规律如果采用积分调节器，则控制电压Uc是转速偏差电压Un的积分，按照式（1-64），应有 如果是Un 阶跃函数，则 Uc 按线性规律增长，每一时刻 Uc 的大小和 Un 与横轴所包围的面积成正比，如下图 a 所示。图1-45 积分调节器的输入和输出动态过程a) 阶跃输入 b)负载变化时n 输入和输出动态过程 图b 绘出的 Un 是负载变化时的偏差电压波形，按照Un与横轴所包围面积的正比关系，可得相应的Uc 曲线，图中Un 的最大值对应于Uc 的拐点。 若初值不是零，还应加上初始电

48、压Uc0 ，则积分式变成 负载变化时积分曲线分析结果分析结果 只有达到 Un* = Un ， Un = 0时，Uc 才停止积分；当 Un = 0时，Uc并不是零，而是一个终值 Ucf ；如果 Un 不再变化，此终值便保持恒定不变，这是积分控制的特点。 采用积分调节器，当转速在稳态时达到与给定转速一致，系统仍有控制信号，保持系统稳定运行，实现无静差调速。5. 比例与积分控制的比较 有静差调速系统有静差调速系统 当负载转矩由TL1突增到TL2时，有静差调速系统的转速n、偏差电压 Un 和控制电压 Uc 的变化过程示于下图。 当负载转矩由 TL1 突增到 TL2 时，有静差调速系统的转速 n 、偏差

49、电压 Un 和控制电压 Uc 的变化过程示于右图。 图1-44 有静差调速系统突加负载过程有静差调速系统突加负载时的动态过程图1-46 积分控制无静差调速系统突加负载时的动态过程 虽然现在Un = 0，只要历史上有过 Un ，其积分就有一定数值，足以产生稳态运行所需要的控制电压 Uc。积分控制规律和比例控制规律的根本区别就在于此。 无静差调速系统突加负载时的动态过程 将以上的分析归纳起来，可得下述论断： 比例调节器的输出只取决于输入偏差量的现状；而积分调节器的输出则包含了输入偏差量的全部历史。 1.6.2 1.6.2 比例积分控制规律比例积分控制规律 上一小节从无静差的角度突出地表明了积分控制

50、优于比例控制的地方，但是另一方面，在控制的快速性上，积分控制却又不如比例控制。 如图所示，在同样的阶跃输入作用之下，比例调节器的输出可以立即响应，而积分调节器的输出却只能逐渐地变。a) P调节器UexUintUinUexO UexUinUexmtUinUexOb) I调节器 两种调节器特性比较两种调节器I/O特性曲线1. PI调节器 在模拟电子控制技术中，可用运算放大器来实现PI调节器，其线路如图所示。Uex+C1RbalUinR0+AR1图1-38 比例积分（PI）调节器 i0i1式中 PI调节器比例部分的放大系数； PI调节器的积分时间常数。 由此可见，PI调节器的输出电压由比例和积分两部

51、分相加而成。2. PI输入输出关系 按照运算放大器的输入输出关系，可得(1-60)令 ，则传递函数也可以写成如下形式(1-62)3. PI调节器的传递函数 当初始条件为零时，取式（1-60）两侧的拉氏变换，移项后，得PI调节器的传递函数。 (1-61)n 分析结果 由此可见，比例积分控制综合了比例控制和积分控制两种规律的优点，又克服了各自的缺点，扬长避短，互相补充。比例部分能迅速响应控制作用，积分部分则最终消除稳态偏差。 1.6.3 1.6.3 无静差直流调速系统及其稳态参数计算无静差直流调速系统及其稳态参数计算 系统组成工作原理稳态结构与静特性参数计算1. 系统组成+-+-M TG+-RP2

52、nRP1U*nR0R0RbalUcVBT VSUiTAIdR1C1UnUd图1-48 无静差直流调速系统示例 -+MTG+-UPE2. 工作原理 图1-48所示是一个无静差直流调速系统的实例，采用比例积分调节器以实现无静差，采用电流截止负反馈来限制动态过程的冲击电流。TA为检测电流的交流互感器，经整流后得到电流反馈信号。当电流超过截止电流时，高于稳压管VS的击穿电压，使晶体三极管VBT导通，则PI调节器的输出电压接近于零，电力电子变换器UPE的输出电压急剧下降，达到限制电流的目的。3. 稳态结构与静特性 当电动机电流低于其截止值时，上述系统的稳态结构图示于下图，其中代表PI调节器的方框中无法用

53、放大系数表示，一般画出它的输出特性，以表明是比例积分作用。 图1-49 无静差直流调速系统稳态结构框图（Id Idcr ） Ks 1/CeU*nUcUnIdREnUd0Un+-稳态结构与静特性（续） 无静差系统的理想静特性如右图所示。当 Id Idcr 时，系统无静差，静特性是不同转速时的一族水平线。当 Id Idcr 时，电流截止负反馈起作用，静特性急剧下垂，基本上是一条垂直线。整个静特性近似呈矩形。 OIdIdcrn1n2nmaxn图1-50 带电流截止的无静差直流调速系统的静特性 4. 稳态参数计算稳态时 Un = 0，因而 Un = Un* ，转速反馈系数 （1-67） 电动机调压时的

54、最高转速(r/min)； 相应的最高给定电压(V)。 nmaxU*nmax电流截止环节的参数很容易根据其电路和截止电流值 Idcr计算出。1.7 电压反馈电流补偿控制的直流调速系统电压反馈电流补偿控制的直流调速系统一、电压负反馈直流调速系统一、电压负反馈直流调速系统 图1-52是电压负反馈直流调速系统的原理图，图中作为反馈检测元件的只是一个起分压作用的电位器（当然也可以采用其它的电压检测装置）。 电压反馈信号为： Uu= Ud式中 Uu 电压反馈信号（V）； 电压反馈系数。UPEM+-R1R0R0U*n-+-RbalUu= UdUcUd图图1-52 电压负反馈直流调速系统原理图电压负反馈直流调

55、速系统原理图KpKsRaRpe1/Ce +-UuU*nUUcUd0+-+-EnUdId图图1-53 比例控制电压负反馈直流调速系统稳比例控制电压负反馈直流调速系统稳态结构框图态结构框图 比例控制的电压负反馈直流调速系统稳态结构框图如图1-53所示。 利用结构图的运算规则，可以得到电压负反馈直流调速系统的静特性方程为： 由此可见，电压负反馈系统实际上只是一个自动调压系统，所以只有被反馈环包围的电力电子装置内阻引起的稳态速降被减少到1/(1+K)，而电枢电阻速降RaId/Ce处于反馈环外，其大小仍和开环系统中一样。显然，电压负反馈系统的稳态性能比带同样放大器的转速负反馈系统要差一些。 二、电流正反

56、馈和补偿控制规律二、电流正反馈和补偿控制规律 采用电压负反馈的调速系统虽然可以省去一台测速发电机，但是由于它不能弥补电枢压降所造成的转速降落，调速性能不如转速负反馈系统。 采用电流正反馈进行补偿，可以减少系统的静差。具有附加电流正反馈的电压负反馈直流调速系统如图1-54所示。UPE+-R1R0R2U*n-+-RbalUu= UdUcUdR0RsM图图1-54 附加电流正反馈的电压负反馈直流调附加电流正反馈的电压负反馈直流调速系统原理图速系统原理图KpKsRaRpe+Rs1/Ce +-UuU*nUUcUd0+-+-EnUdId图图1-55 带电压负反馈和电流正反馈的直流调带电压负反馈和电流正反馈

57、的直流调速系统稳态结构框图速系统稳态结构框图 带电压负反馈和电流正反馈的直流调速系统稳态结构图如图1-55所示。其静特性方程是： 由上式可见，表示电流正反馈作用的项能够补偿两项稳态速降，当然就可以减少静差了。显然加大电流反馈系数可以减少静差。 当满足下式时， 可以获得无静差。 即无静差的条件是： 根据电流反馈系数的大小，可以决定补偿的强弱分为全补偿、欠补偿和过补偿。由于补偿控制是一种参数配合控制，因此一般采用欠补偿。三、电流补偿控制直流调速系统的数学模型三、电流补偿控制直流调速系统的数学模型和稳定条件和稳定条件 前面的说明，从稳态上看，电流正反馈是对负载扰动的补偿控制。但从动态上看，电流正反馈到底起到什么作用，还需要分析系统的动态数学模型。 为了突出主要矛盾和分析的方便，只对仅有电流正反馈的系统分析。通过对该系统的动态结构图的分析，可以得到整个系统的闭环传递函数为： 该系统的临界稳定条件是： 即 。 这个条件就是只有电流正反馈的调速系统的全补偿条件。可见过补偿系统是不稳定的。 总之，电流正反馈可以用来补偿一部分静差，以提总之，电流正反馈可以用来补偿一部分静差，以提高调速系统的稳态性能。但是，不能指望电流正反馈高调速系统的稳态性能。但是，不能指望电流正反馈来实现无静差，因为这时系统已经达到了稳定的边缘。来实现无静差，因为这时系统已经达到了稳定的边缘。 谢谢谢谢!