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1、感应加热感应加热 DIYDIY 教程教程总体架构:串联谐振 2.5KW 锁相环追频 ZVS,MOSFET 全桥逆变;磁芯变压器两档阻抗变换,水冷散热,市电自耦调压调功,母线过流保护。在开始制作之前,有必要明确一些基础性原理及概念,这样才不至于一头雾水。一加热机制扫盲用,高手跳过1.1 涡流,只要是金属物体处于交变磁场中,都会产生涡流,强大的高密度涡流能迅速使工件升温。这个机制在所有电阻率不为无穷大的导体中均存在。1.2 感应环流,工件相当于一个短路的1 匝线圈,与感应线圈构成一个空心变压器,由于电流比等于匝比的反比,工件上的电流是感应线圈中电流的 N匝数倍,强大的感应短路电流使工件迅速升温。这
2、个机制在任何导体中均存在,恒定磁通密度情况下,工件与磁场矢量正交的面积越大,工件上感生的电流越大,效率越高。由此可看出,大磁通切割面积的工件比小面积的工件更容易获得高温。1.3 磁畴摩擦 在铁磁体内存在着无数个线度约为10-4m 的原本已经磁化了的小区域, 这些小区域叫磁畴 , 铁磁性物质的磁畴,在交变磁场的磁化与逆磁环作用下,剧烈摩擦,产生高温。这个机制在铁磁性物质中占主导。由此可看出,不同材料的工件,因为加热的机制不同, 造成的加热效果也不一样。 其中铁磁物质三中机制都占, 加热效果最好。铁磁质加热到居里点以上时,转为顺磁性,磁畴机制减退甚至消失。这时只能靠剩余两个机制继续加热。当工件越过
3、居里点后,磁感应现象减弱,线圈等效阻抗大幅下降,致使谐振回路电流增大。越过居里点后,线圈电感量也跟着下降。LC回路的固有谐振频率会发生变化。致使固定激励方式的加热器失谐而造成设备损坏或效率大减。二为什么要采用谐振?应采用何种谐振?2.1 先答复第一个问题。我曾经以为只要往感应线圈中通入足够强的电流,就成一台感应加热设备了。也对此做了一个实验,见下列图。实验中确实有加热效果,但是远远没有到达电源的输出功率应有的效果。这是为什么呢,我们来分析一下,显然,对于固定的工件,加热效果与逆变器实际输出功率成正比。对于感应线圈,基本呈现纯感性,也就是其间的电流变化永远落后于两端电压的变化,也就是说电压到达峰
4、值的时候,电流还未到达峰值,功率因数很低。我们知道,功率等于电压波形与电流波形的重叠面积,而在电感中,电流与电压波形是错开一个角度的,这时的重叠面积很小,即便其中通过了巨大的电流,也是做无用功。这是如果单纯的计算P=UI,得到的只是无功功率。而对于电容,正好相反,其间的电流永远超前于电压变化。如果将电容与电感构成串联或并联谐振,一个超前,一个滞后,谐振时正好抵消掉。因此电容在这里也叫功率补偿电容。这时从激励源来看,相当于向一个纯阻性负载供电,电流波形与电压波形完全重合,输出最大的有功功率。这就是为什么要采取串并补偿电容构成谐振的主要原因。2.2 第二个问题,LC谐振有串联谐振和并联谐振,该采用
5、什么结构呢。说得直白一点,并联谐振回路,谐振电压等于激励源电压,而槽路 TANK中的电流等于激励电流的 Q 倍。串联谐振回路的槽路电流等于激励源电流,而L,C 两端的电压等于激励源电压的Q 倍,各有千秋。从电路结构来看:对于恒压源激励半桥,全桥 ,应该采用串联谐振回路,因为供电电压恒定,电流越大,输出功率也就越大,对于串联谐振电路,在谐振点时整个回路阻抗最小,谐振电流也到达最大值,输出最大功率。串联谐振时,空载的回路Q 值最高,L,C 两端电压较高,槽路电流白白浪费在回路电阻上,发热巨大。对于恒流源激励如单管电路 ,应采用并联谐振,自由谐振时 LC 端电压很高,因此能获得很大功率。并联谐振有个
6、很重要的优点,就是空载时回路电流最小,发热功率也很小。值得一提的是,从实验效果来看,同样的谐振电容和加热线圈,同样的驱动功率,并联谐振适合加热体积较大的工件,串联谐振适合加热体积小的工件。三制作过程明白了以上原理后,可以着手打造我们的感应加热设备了。我们制作的这个设备主要由调压整流电源、锁相环、死区时间发生器、GDT电路、MOS 桥、阻抗变换变压器、LC槽路以及散热系统几大部分组成,见下列图。我们再来对构成系统的原理图进行一些分析,如下:槽路部分:从上图可以看出,C1、C2、C3、L1 以及 T1 的次级左侧共同构成了一个串联谐振回路,因为变压器次级存在漏感,回路的走线也存在分布电感, 所以实
7、际谐振频率要比单纯用C1-C3 容量与 L1 电感量计算的谐振频率略低。 图中 L1 实际上为 1uH,我将漏感分布电感等加在里面所以为1.3uH,如图参数谐振频率为56.5KHz。从逆变桥输出的高频方波激励信号从J2-1 输入,通过隔直电容 C4 及单刀双掷开关 S1 后进入 T1 的初级,然后流经 1:100 电流互感器后从 J2-2 回流进逆变桥。在这里,C4 单纯作为隔直电容,不参与谐振,因此应选择容量足够大的无感无极性电容,这里选用 CDE 无感吸收电容 1.7uF 400V 五只并联以降低发热。S1 的作用为阻抗变换比切换,当开关打到上面触点时,变压器的匝比为35:0.75,折合阻
8、抗变比为2178:1;当开关打到下面触点时,变压器匝比为 24:0.75,折合阻抗变比为 1024:1。为何要设置这个阻抗变比切换,主要基于以下原因。 1铁磁性工件的尺寸决定了整个串联谐振回路的等效电阻,尺寸越大,等效电阻越大。 2回路空载和带载时等效电阻差异巨大,如果空载时变比过低,将造成逆变桥瞬间烧毁。T2 是 T1 初级工作电流的取样互感器,因为匝比为1:100,且负载电阻为 100,所以当电阻上电压为1V 时对应 T1 初级电流为 1A。该互感器应有足够小的漏感且易于制作,宜采用铁氧体磁罐制作,如无磁罐也可用磁环代替。在调试电路时,可通过示波器检测 J3 两端电压的波形形状和幅度而了解
9、电路的工作状态,频率,电流等参数,亦可作为过流保护的取样点。J1 端子输出谐振电容两端的电压信号,当电路谐振时,电容电压与T1 次级电压存在 90相位差,将这个信号送入后续的 PLL锁相环,就可以自动调节时激励频率始终等于谐振频率。且相位恒定。 后文详述L1,T1 线圈均采用紫铜管制作,数据见上图,工作中,线圈发热严重,必须加入水冷措施以保证长时间安全工作。为保证良好的传输特性以及防止磁饱和, T1 采用两个 EE85 磁芯叠合使用, 在绕制线圈时需先用木板做一个比磁芯舌截面稍微大点的模子,在上面绕制好后脱模。如下列图:PLL 锁相环部分:上图为 PLL 部分,是整个电路的核心。关于CD404
10、6 芯片的结构及工作原理等,我不在这里详述,请自行查阅书籍或网络。以 U1 五端单片开关电源芯片 LM2576-adj 为核心的斩波稳压开关电路为整个PLL 板提供稳定的,功率强劲的电源。图中参数可以提供 15V2A 的稳定电压。因为采用 15V 的 VDD 电源,芯片只能采用 CD40xx 系列的 CMOS 器件,74 系列的不能在此电压下工作。CD4046 锁相环芯片的内部VCO 振荡信号从 4 脚输出,一方面送到 U2 为核心的死区时间发生器, 用以驱动后级电路。 另一方面回馈到 CD4046 的鉴相器输入 B 端口 3 脚。片内 VCO 的频率范围由 R16、R16、W1、C13 的值
11、共同决定,如图参数时,随着 VCO控制电压 0-15V 变化,振荡频率在20KHz- 80KHz之间变化。从谐振槽路 Vcap接口 J1 送进来的电压信号从J4 接口输入 PLL 板,经过R14,D2,D3 构成的钳位电路后,送入 CD4046 的鉴相器输入 A 端口 14 脚。这里要注意的是,Vcap电压的相位要倒相输入,才能形成负反馈。D2,D3 宜采用低结电容的检波管或开关管如 1N4148、1N60 之类。C7、C12 为 CD4046 的电源退耦,旁路掉电源中的高频分量,使其稳定工作。现在说说工作流程,我们选用的是 CD4046 内的鉴相器 1XOR 异或门 。对于鉴相器 1,当两个
12、输人端信号 Ui、Uo 的电平状态相异时即一个高电平,一个为低电平 ,输出端信号 U为高电平;反之,Ui、Uo 电平状态相同时即两个均为高,或均为低电平 ,U输出为低电平。当Ui、Uo 的相位差在 0-180范围内变化时,U的脉冲宽度 m 亦随之改变,即占空比亦在改变。从比较器的输入和输出信号的波形如图 4 所示可知,其输出信号的频率等于输入信号频率的两倍,并且与两个输入信号之间的中心频率保持 90相移。从图中还可知,fout 不一定是对称波形。对相位比较器,它要求 Ui、Uo 的占空比均为 50即方波 ,这样才能使锁定范围为最大。如下列图。由上图可看出,当14 脚与 3 脚之间的相位差发生变
13、化时,2 脚输出的脉宽也跟着变化,2 脚的 PWM 信号经过 U4 为核心的有源低通滤波器后得到一个较为平滑的直流电平,将这个直流电平作为VCO 的控制电压,就能形成负反馈,将VCO 的输出信号与 14 脚的输入信号锁定为相同频率,固定相位差。关于死区发生器,本电路中,以U2 CD4001四 2 输入端与非门和外围R8,R8,C10,C11 共同组成,利用了RC 充放电的延迟时间,将实时信号与延迟后的信号做与运算,得到一个合适的死区。死区时间大小由R8,R8,C10,C11 共同决定。如图参数,为 1.6uS 左右。在实际设计安装的时候,C10 或 C11 应使用 68pF 的瓷片电容与 5-
14、45pF 的可调电容并联,以方便调整两组驱动波形的死区对称性。下列图清晰地展示了死区的效果。关于图腾输出,从死区时间发生器输出的电平信号,仅有微弱的驱动能力,我们必须将其输出功率放大到一定程度才能有效地推动后续的 GDT门极驱动变压器部分, Q1-Q8 构成了双极性射极跟随器,俗称图腾柱,将较高的输入阻抗变换为极低的输出阻抗, 适合驱动功率负载。 R10.R11 为上拉电阻, 增强 CD4001 输出的 “1” 电平的强度。 有人会问设计两级图腾是否多余,我开始也这么认为,试验时单用一级 TIP41,TIP42 为图腾输出,测试后发现高电平平顶斜降带载后比较严重,分析为此型号晶体管的 hFE
15、过低引起,增加前级8050/8550 推动后,平顶斜降消失。GDT门极驱动电路:上图为 MOSFET 的门极驱动电路,采用GDT驱动的好处就是即便驱动级出问题,也不可能出现共态导通激励电平。留适当的死区时间,这个电路死区大到1.6uS。而且 MOSFET 开关迅速,没有 IGBT 的拖尾,很难炸管。而且 MOS 的米勒效应小很多。电路处于 ZVS 状态,管子 2KW 下工作基本不发热,热击穿不复存在。从 PLL 板图腾柱输出的两路倒相驱动信号,从GDT 板的 J1,J4 接口输入,经过 C1-C4 隔直后送入脉冲隔离变压器 T1-T4。R5,R6 的存在,降低了隔直电容与变压器初级的振荡 Q
16、值,起到减少过冲和振铃的作用。从脉冲变压器输出的15V 的浮地脉冲,通过R1-R4 限流缓冲延长对Cgs 的充电时间,减缓开通斜率后,齐纳二极管ZD1-ZD8 对脉冲进行双向钳位,最后经由 J2,J3,J5,J6 端子输出到四个 MOS 管的 GS 极。这里因为关断期间为 -15V 电压,即便有少量的电平抖动也不会使MOS 管异常开通,造成共态导通。注意,J2,J3 用以驱动一个对角的MOS 管,J5,J6 用于驱动另一个对角的mos 管。为了有效利用之前 PLL 板图腾输出的功率以及减小驱动板高度,这里采用4 只脉冲变压器分别对 4 支管子进行驱动。脉冲变压器 T1- T4均采用 EE19
17、磁芯, 不开气隙, 初级次级均用0.33mm 漆包线绕制 30T, 为提高绕组间耐压起见, 并未采用双线并绕。而是先绕初级,用耐高温胶带 3 层绝缘后再绕次级,采用密绕方式,注意图中+,-号表示的同名端。C1-C4 均采用 CBB 无极性电容。其余按电路参数。电源部分:上图为母线电源部分,市电电压经过自耦调压器后从J2 输入,经过B1 全波整流后送入C1-C4 进行滤波。为了在MOS 桥开关期间,保持母线电压恒定恒压源 ,故没有加入滤波电感。C1,C2 为电容,主要作用为全桥钳位过程期间的逆向突波吸收。整流滤波后的脉动直流从 J1 输出。全桥部分:上图为 MOSFET 桥电路,结构比较简单,不
18、再赘述。强调一下,各个MOS 管的 GS 极到 GDT板之间的引线,尽可能一样长,但应小于 10cm。必须采用双绞线。MOS 管的选取应遵循以下要求:开关时间小于100nS、耐压高于 500V、内部自带阻尼二极管、电流大于 20A、耗散功率大于150W。四散热系统槽路部分的阻抗变换变压器次级以及感应线圈部分,在满功率输出时,流经的电流到达500A 之巨,如果没有强有力的冷却措施,将在短时间内过热烧毁。该系统宜采用水冷措施,利用铜管本身作为水流通路。泵采用隔膜泵,一是能自吸,二是压力高。电路采用的是国产普兰迪隔膜泵,输出压力到达0.6MPa,轻松在 3mm 内径的铜管中实现大流量水冷。五组装按下
19、列图组装,注意GDT部分,输出端口的1 脚接 G,2 脚接 S,双绞线长度小于10cm。六调试该电路的调试比较简单,主要分以下几个步骤进行。1. PLL板整体功能检测。电路组装好后,先断开高压电源,将PLL 板 JP1 跳线的 2,3 脚短路,使VCO 输出固定频率的方波。然后用示波器分别检测四个MOS 管的 GS 电压, 看是否满足相位和幅度要求。 对角的波形同相, 同一臂的波形反相。 幅度为15V。如果此步骤无问题,进行下一步。如果波形相位异常,检测双绞线连接是否有误。2.死区时间对称性调整。 用示波器监测同一臂的两个MOS 的 GS 电压, 调节 PLL 板 C10 或 C11 并联的可
20、调电容, 使两个 MOS的 GS 电压的高电平宽度基本一致即可。 死区时间差异过大的话, 容易造成在振荡的前几个周期内, 就造成磁芯的累计偏磁而发生饱和炸管,隔直电容能减轻这一情况。3. VCO 中心频率调整。PLL 环路中,VCO 的中心频率在谐振频率附近时,能获得最大的跟踪捕捉范围,因此有必要进行一个调整。槽路部分S1 切换到上方触点,PLL 板 JP1 跳线的 2,3 脚短路,使VCO 控制电压处于 0.5VCC,W2 置于中点。通过自耦调压器将高压输入调节在 30VAC。用万用表交流电流档监测高压输入电流,同时用示波器监测槽路部分J3 接口电压,缓慢调节 PLL 板的 W1,使 J3
21、电压为标准正弦波。此时,电流表的示数也为最大值。这时谐振频率与VCO 中心频率基本相等。谐振时的波形如下列图,电流波形标准正弦波,与驱动波形滞后200nS 左右。4. PLL 锁定调整。将PLL 板 JP1 跳线的 1,2 脚短路,使 VCO 的电压控制权转交给鉴相滤波网络。保持高压输入为30VAC,用示波器监测槽路部分 J3 接口电压波形形状和频率。此时用改锥在一圈范围内调整W1,假设示波器波形频率保持不变,形状仍然为良好的正弦波。 则表示电路已近稳定入锁, 如果无法锁定, 交换槽路部分 J1 的接线再重复上述步骤。 当看到电路锁定后,在加热线圈中放入螺丝刀杆,这时因为有较大的等效负载阻抗,
22、波形幅度下降,但仍然保持良好的正弦波。如果此时失锁,可微调 W1 保持锁定。5.电流滞后角调整。 电路锁定后, 用示波器同时监测槽路部分J3 接口电压以及 PLL 板 GDT2或 GDT1接口电压, 缓慢调节 W2,使电流波形正弦波稍微落后于驱动电压波形,此时全桥负载呈弱感性,并进入ZVS 状态。6.工件加热测试,上述步骤均成功后,即可开始加热工件。先放入工件,用万用表电流档监测高压电流。缓慢提升自耦调压器输出电压,可以看到工件开始发热, 应保证 220VAC高压下, 电流小于 15A。这时功率到达 2500W。当加热体积较大的工件时,因为等效阻抗大,须将槽路部分S1 切换至下方触点。至此,整个感应加热电路调试完毕。开始感受高温体验吧。