电力拖动自动控制系统(直流部分)陈伯时版课件2

《电力拖动自动控制系统(直流部分)陈伯时版课件2》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电力拖动自动控制系统(直流部分)陈伯时版课件2（363页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。

1、内容提要内容提要n直流调速方法n直流调速电源n直流调速控制q 引引 言言 直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速和快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。 由于直流拖动控制系统在理论上和实践上都比较成熟，而且从控制的角度来看，它又是交流拖动控制系统的基础。因此，为了保持由浅入深的教学顺序，应该首先很好地掌握直流拖动控制系统。根据直流电机转速方程 q 直流调速方法直流调速方法nUIRKe式中 转速（r/min）； 电枢电压（V）； 电枢电流（A）； 电枢回路总电阻（ ）； 励磁磁通（Wb）； 由电机结构决定的电动势常数。（1-1） 由式（1-1）可以看出，有

2、三种方法调节电动机的转速： （1）调节电枢供电电压）调节电枢供电电压 U； （2）减弱励磁磁通减弱励磁磁通 ； （3）改变电枢回路电阻）改变电枢回路电阻 R。（1）调压调速n工作条件： 保持励磁 = N ； 保持电阻 R = Ran调节过程： 改变电压 UN U U n ， n0 n调速特性： 转速下降，机械特性曲线平行下移。nn0OIILUNU 1U 2U 3nNn1n2n3调压调速特性曲线（2）调阻调速n工作条件： 保持励磁 = N ； 保持电压 U =UN ；n调节过程： 增加电阻 Ra R R n ，n0不变；n调速特性： 转速下降，机械特性曲线变软。nn0OIILR aR 1R 2R

3、 3nNn1n2n3调阻调速特性曲线（3）调磁调速n工作条件： 保持电压 U =UN ； 保持电阻 R = R a ；n调节过程： 减小励磁 N n ， n0 n调速特性： 转速上升，机械特性曲线变软。nn0OTeTL N 1 2 3nNn1n2n3调磁调速特性曲线 三种调速方法的性能与比较 对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电阻只能有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速（即电机额定转速）以上作小范围的弱磁升速。 因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主。第第1章章 闭环控制的直流调速系统闭环控制的直

4、流调速系统 本章着重讨论基本的闭环控制系统及其分析与设计方法。本章提要本章提要1.1 直流调速系统用的可控直流电源1.2 晶闸管-电动机系统（V-M系统）的主要问题1.3 直流脉宽调速系统的主要问题1.4 反馈控制闭环直流调速系统的稳态分析和设计1.5 反馈控制闭环直流调速系统的动态分析和设计1.6 比例积分控制规律和无静差调速系统1.1 直流调速系统用的可控直流电源直流调速系统用的可控直流电源 根据前面分析，调压调速是直流调速系统的主要方法，而调节电枢电压需要有专门向电动机供电的可控直流电源。 本节介绍几种主要的可控直流电源。常用的可控直流电源有以下三种n旋转变流机组用交流电动机和直流发电机

5、组成机组，以获得可调的直流电压。n静止式可控整流器用静止式的可控整流器，以获得可调的直流电压。n直流斩波器或脉宽调制变换器用恒定直流电源或不控整流电源供电，利用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，以产生可变的平均电压。1.1.1 旋转变流机组旋转变流机组图1-1旋转变流机组供电的直流调速系统（G-M系统） G-M系统工作原理 由原动机（柴油机、交流异步或同步电动机）拖动直流发电机 G 实现变流，由 G 给需要调速的直流电动机 M 供电，调节G 的励磁电流 if 即可改变其输出电压 U，从而调节电动机的转速 n 。 这样的调速系统简称G-M系统，国际上通称Ward-Leonard系统。 G-M系

6、统特性n第I象限第IV象限OTeTL-TLn0n1n2第II象限第III象限图1-2 G-M系统机械特性 1.1.2 静止式可控整流器静止式可控整流器图1-3 晶闸管可控整流器供电的直流调速系统（V-M系统） V-M系统工作原理 晶闸管-电动机调速系统（简称V-M系统，又称静止的Ward-Leonard系统），图中VT是晶闸管可控整流器，通过调节触发装置 GT 的控制电压 Uc 来移动触发脉冲的相位，即可改变整流电压Ud ，从而实现平滑调速。 V-M系统的特点 与G-M系统相比较：n晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。晶闸管可控整流器的功率放

7、大倍数在10 4 以上，其门极电流可以直接用晶体管来控制，不再像直流发电机那样需要较大功率的放大器。n在控制作用的快速性上，变流机组是秒级，而晶闸管整流器是毫秒级，这将大大提高系统的动态性能。 V-M系统的问题n由于晶闸管的单向导电性，它不允许电流反向，给系统的可逆运行造成困难。n晶闸管对过电压、过电流和过高的dV/dt与di/dt 都十分敏感，若超过允许值会在很短的时间内损坏器件。n由谐波与无功功率引起电网电压波形畸变，殃及附近的用电设备，造成“电力公害”。1.1.3 直流斩波器或脉宽调制变换器直流斩波器或脉宽调制变换器 在干线铁道电力机车、工矿电力机车、城市有轨和无轨电车和地铁电机车等电力

8、牵引设备上，常采用直流串励或复励电动机，由恒压直流电网供电，过去用切换电枢回路电阻来控制电机的起动、制动和调速，在电阻中耗电很大。a）原理图b）电压波形图tOuUsUdTton控制电路控制电路M 1. 直流斩波器的基本结构图1-5 直流斩波器-电动机系统的原理图和电压波形 2. 斩波器的基本控制原理 在原理图中，VT 表示电力电子开关器件，VD 表示续流二极管。当VT 导通时，直流电源电压 Us 加到电动机上；当VT 关断时，直流电源与电机脱开，电动机电枢经 VD 续流，两端电压接近于零。如此反复，电枢端电压波形如图1-5b ，好像是电源电压Us在ton 时间内被接上，又在 T ton 时间内

9、被斩断，故称“斩波”。这样，电动机得到的平均电压为 3. 输出电压计算(1-2)式中 T 晶闸管的开关周期； ton 开通时间； 占空比， = ton / T = ton f ；其中 f 为开关频率。 为了节能，并实行无触点控制，现在多用电力电子开关器件，如快速晶闸管、GTO、IGBT等。 采用简单的单管控制时，称作直流斩波器 4. 斩波电路三种控制方式n根据对输出电压平均值进行调制的方式不同而划分，有三种控制方式：nT 不变，变 ton 脉冲宽度调制（PWM）；nton不变，变 T 脉冲频率调制（PFM）；nton和 T 都可调，改变占空比混合型。 PWM系统的优点（1）主电路线路简单，需用

10、的功率器件少；（2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；（3）低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:10000左右；（4）若与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；PWM系统的优点（续）（5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；（6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。小小 结结 三种可控直流电源，V-M系统在上世纪6070年代得到广泛应用，目前主要用于大容量系统。 直流PWM调速系统作为一种新技术，发展迅速，应用日益广泛，特别在中、小容量的系统中，已取代V-M系统成为主要

11、的直流调速方式。返回目录返回目录1.2 晶闸管晶闸管-电动机系统（电动机系统（V-M系统）系统） 的主要问题的主要问题 本节讨论V-M系统的几个主要问题：（1）触发脉冲相位控制；（2）电流脉动及其波形的连续与断续；（3）抑制电流脉动的措施；（4）晶闸管-电动机系统的机械特性；（5）晶闸管触发和整流装置的放大系数和 传递函数。 在如图可控整流电路中，调节触发装置 GT 输出脉冲的相位，即可很方便地改变可控整流器 VT 输出瞬时电压 ud 的波形，以及输出平均电压 Ud 的数值。OOOOO1.2.1 触发脉冲相位控制触发脉冲相位控制Ud0IdE 等效电路分析 如果把整流装置内阻移到装置外边，看成是

12、其负载电路电阻的一部分，那么，整流电压便可以用其理想空载瞬时值 ud0 和平均值 Ud0 来表示，相当于用图示的等效电路代替实际的整流电路。图1-7 V-M系统主电路的等效电路图 式中 电动机反电动势； 整流电流瞬时值； 主电路总电感； 主电路等效电阻；且有 R = Rrec + Ra + RL；EidLR 瞬时电压平衡方程(1-3) 对ud0进行积分，即得理想空载整流电压平均值Ud0 。 用触发脉冲的相位角 控制整流电压的平均值Ud0是晶闸管整流器的特点。 Ud0与触发脉冲相位角 的关系因整流电路的形式而异，对于一般的全控整流电路，当电流波形连续时，Ud0 = f () 可用下式表示 式中

13、从自然换相点算起的触发脉冲控制角； = 0 时的整流电压波形峰值； 交流电源一周内的整流电压脉波数；对于不同的整流电路，它们的数值如表1-1所示。Umm 整流电压的平均值计算(1-5)表1-1 不同整流电路的整流电压值* U2 是整流变压器二次侧额定相电压的有效值。 整流与逆变状态n当 0 0 ，晶闸管装置处于整流状态，电功率从交流侧输送到直流侧； n当 /2 max 时， Ud0 0 ，装置处于有源逆变状态，电功率反向传送。 为避免逆变颠覆，应设置最大的移相角限制。相控整流器的电压控制曲线如下图 图1-8 相控整流器的电压控制曲线 O 逆变颠覆限制 通过设置控制电压限幅值，来限制最大触发角。

14、1.2.2 电流脉动及其波形的连续与断续电流脉动及其波形的连续与断续 由于电流波形的脉动，可能出现电流连续和断续两种情况，这是V-M系统不同于G-M系统的又一个特点。当V-M系统主电路有足够大的电感量，而且电动机的负载也足够大时，整流电流便具有连续的脉动波形。当电感量较小或负载较轻时，在某一相导通后电流升高的阶段里，电感中的储能较少；等到电流下降而下一相尚未被触发以前，电流已经衰减到零，于是，便造成电流波形断续的情况。V-M系统主电路的输出图1-9 V-M系统的电流波形a）电流连续b）电流断续OuaubucudOiaibicictEUdtOuaubucudOiaibicicEUdudttudi

15、did1.2.3 抑制电流脉动的措施抑制电流脉动的措施 在V-M系统中，脉动电流会产生脉动的转矩，对生产机械不利，同时也增加电机的发热。为了避免或减轻这种影响，须采用抑制电流脉动的措施，主要是：n设置平波电抗器；n增加整流电路相数；n采用多重化技术。 （1）平波电抗器的设置与计算n单相桥式全控整流电路 n三相半波整流电路 n三相桥式整流电路 （1-6）（1-8）（1-7）（2）多重化整流电路 如图电路为由2个三相桥并联而成的12脉波整流电路，使用了平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。并联多重联结的12脉波整流电路M1.2.4 晶闸管晶闸管-电动机系统的机械特性电动机系统的机械特性 当电流连续时，

16、V-M系统的机械特性方程式为 式中 Ce = KeN 电机在额定磁通下的电动势系数。式（1-9）等号右边 Ud0 表达式的适用范围如第1.2.1节中所述。（1-9）（1）电流连续情况 改变控制角，得一族平行直线，这和G-M系统的特性很相似，如图1-10所示。 图中电流较小的部分画成虚线，表明这时电流波形可能断续，公式（1-9）已经不适用了。图1-10 电流连续时V-M系统的机械特性 n = Id R / CenIdILOn上述分析说明：只要电流连续，晶闸管可控整流器就可以看成是一个线性的可控电压源。 当电流断续时，由于非线性因素，机械特性方程要复杂得多。以三相半波整流电路构成的V-M系统为例，

17、电流断续时机械特性须用下列方程组表示 (1-10) (1-11)式中 ； 一个电流脉波的导通角。（2）电流断续情况（3）电流断续机械特性计算 当阻抗角 值已知时，对于不同的控制角，可用数值解法求出一族电流断续时的机械特性。 对于每一条特性，求解过程都计算到 = 2/3为止，因为 角再大时，电流便连续了。对应于 = 2/3 的曲线是电流断续区与连续区的分界线。图1-11 完整的V-M系统机械特性（4）V-M系统机械特性（5）V-M系统机械特性的特点 图1-11绘出了完整的V-M系统机械特性，分为电流连续区和电流断续区。由图可见：n当电流连续时，特性还比较硬；n断续段特性则很软，而且呈显著的非线性

18、，理想空载转速翘得很高。1.2.5 晶闸管触发和整流装置的放大系数和晶闸管触发和整流装置的放大系数和 传递函数传递函数 在进行调速系统的分析和设计时，可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节来看待。 应用线性控制理论进行直流调速系统分析或设计时，须事先求出这个环节的放大系数和传递函数。 实际的触发电路和整流电路都是非线性的，只能在一定的工作范围内近似看成线性环节。 如有可能，最好先用实验方法测出该环节的输入-输出特性，即曲线，图1-13是采用锯齿波触发器移相时的特性。设计时，希望整个调速范围的工作点都落在特性的近似线性范围之中，并有一定的调节余量。 晶闸管触发和整流装置的放大系数的计算

19、晶闸管触发和整流装置的放大系数可由工作范围内的特性率决定，计算方法是图1-13 晶闸管触发与整流装置的输入-输出特性和的测定 (1-12) 如果不可能实测特性，只好根据装置的参数估算。n例如： 设触发电路控制电压的调节范围为 Uc = 010V 相对应的整流电压的变化范围是 Ud = 0220V 可取 Ks = 220/10 = 22 晶闸管触发和整流装置的放大系数估算 晶闸管触发和整流装置的传递函数 在动态过程中，可把晶闸管触发与整流装置看成是一个纯滞后环节，其滞后效应是由晶闸管的失控时间引起的。众所周知，晶闸管一旦导通后，控制电压的变化在该器件关断以前就不再起作用，直到下一相触发脉冲来到时

20、才能使输出整流电压发生变化，这就造成整流电压滞后于控制电压的状况。u2udUctt10Uc1Uc21tt00022Ud01Ud02TsOOOO（1）晶闸管触发与整流失控时间分析图1-14 晶闸管触发与整流装置的失控时间 显然，失控制时间是随机的，它的大小随发生变化的时刻而改变，最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间，与交流电源频率和整流电路形式有关，由下式确定 (1-13) （2）最大失控时间计算式中 交流电流频率； 一周内整流电压的脉冲波数。fm （3）Ts 值的选取 相对于整个系统的响应时间来说，Ts 是不大的，在一般情况下，可取其统计平均值 Ts = Tsmax /2，并认为

21、是常数。也有人主张按最严重的情况考虑，取Ts = Tsmax 。表1-2列出了不同整流电路的失控时间。表1-2 各种整流电路的失控时间（f =50Hz） 用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为按拉氏变换的位移定理，晶闸管装置的传递函数为（1-14）（4）传递函数的求取 由于式（1-14）中包含指数函数，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较麻烦。为了简化，先将该指数函数按台劳级数展开，则式（1-14）变成 （1-15） （5）近似传递函数 考虑到 Ts 很小，可忽略高次项，则传递函数便近似成一阶惯性环节。（1-16） （6）晶闸管触发与整流装置动态结构Uc(s)

22、Ud0(s)Uc(s)Ud0(s)(a) 准确的（b） 近似的图1-15 晶闸管触发与整流装置动态结构图ssss返回目录返回目录1.3 直流脉宽调速系统的主要问题直流脉宽调速系统的主要问题 自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM调速系统。本节提要本节提要（1）PWM变换器的工作状态和波形；（2）直流PWM调速系统的机械特性；（3）PWM控制与变换器的数学模型；（4）电能回馈与泵升电压的限制。1.3.1 PWM变换器的工作状态和电压、变换器的工作状态和电压、 电流波形电流波形

23、 PWM变换器的作用是：用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。 PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类，下面分别阐述其工作原理。1. 不可逆PWM变换器（1）简单的不可逆）简单的不可逆PWM变换器变换器 简单的不可逆PWM变换器-直流电动机系统主电路原理图如图1-16所示，功率开关器件可以是任意一种全控型开关器件，这样的电路又称直流降压斩波器。 图1-16 简单的不可逆PWM变换器-直流电动机系统 VDUs+UgCVTidM+_E（a）电路原理图 M 主电路结构21 图中：Us为直流电源电

24、压，C为滤波电容器，VT为功率开关器件，VD为续流二极管，M 为直流电动机，VT 的栅极由脉宽可调的脉冲电压系列Ug驱动。工作状态与波形在一个开关周期内，n当0 t ton时，Ug为正，VT导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；n当ton t T 时， Ug为负，VT关断，电枢失去电源，经VD续流。U, iUdEidUsttonT0图1-16b 电压和电流波形O电机两端得到的平均电压为(1-17)式中 = ton / T 为 PWM 波形的占空比， 输出电压方程 改变 （ 0 1 ）即可调节电机的转速，若令 = Ud / Us为PWM电压系数，则在不可逆 PWM 变换器 = (1-18)（

25、2）有制动的不可逆PWM变换器电路 在简单的不可逆电路中电流不能反向，因而没有制动能力，只能作单象限运行。需要制动时，必须为反向电流提供通路，如图1-17a所示的双管交替开关电路。当VT1 导通时，流过正向电流 + id ，VT2 导通时，流过 id 。应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在第一、二象限， 因为平均电压 Ud 并没有改变极性。图1-17a 有制动电流通路的不可逆PWM变换器 主电路结构M+-VD2Ug2Ug1VT2VT1VD1E4123CUs+MVT2Ug2VT1Ug1 工作状态与波形n一般电动状态 在一般电动状态中， id始终为正值（其正方向示于图1-17a中）。设ton为

26、VT1的导通时间，则一个工作周期有两个工作阶段：n在0 t ton期间， Ug1为正，VT1导通， Ug2为负，VT2关断。此时，电源电压Us加到电枢两端，电流 id 沿图中的回路1流通。一般电动状态（续）n在 ton t T 期间， Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT2却不能立即导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使它失去导通的可能。 因此，实际上是由VT1和VD2交替导通，虽然电路中多了一个功率开关器件，但并没有被用上。U, iUdEidUsttonT0On输出波形： 一般电动状态的电压、电流波形与简单的不可逆电路波形（图1-16b）

27、完全一样。b）一般电动状态的电压、电流波形工作状态与波形（续）n制动状态 在制动状态中， id为负值，VT2就发挥作用了。这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候。这时，先减小控制电压，使 Ug1 的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使平均电枢电压Ud降低。但是，由于机电惯性，转速和反电动势E还来不及变化，因而造成 E Ud 的局面，很快使电流id反向，VD2截止， VT2开始导通。 制动状态的一个周期分为两个工作阶段：n在 0 t ton 期间，VT2 关断，id 沿回路 4 经 VD1 续流，向电源回馈制动，与此同时， VD1 两端压降钳住 VT1 使它不能导通。n在 ton t T期间， U

28、g2 变正，于是VT2导通，反向电流 id 沿回路 3 流通，产生能耗制动作用。 因此，在制动状态中， VT2和VD1轮流导通，而VT1始终是关断的，此时的电压和电流波形示于图1-17c。 U, iUdEidUsttonT04444333VT2VT2VT2VD1VD1VD1VD1tUgOn 输出波形c）制动状态的电压电流波形工作状态与波形（续）n轻载电动状态 有一种特殊情况，即轻载电动状态，这时平均电流较小，以致在关断后经续流时，还没有到达周期 T ，电流已经衰减到零，此时，因而两端电压也降为零，便提前导通了，使电流方向变动，产生局部时间的制动作用。 轻载电动状态，一个周期分成四个阶段：n第1

29、阶段，VD1续流，电流 id 沿回路4流通；n第2阶段，VT1导通，电流 id 沿回路1流通；n第3阶段，VD2续流，电流 id 沿回路2流通；n第4阶段，VT2导通，电流 id 沿回路3流通。 在1、4阶段，电动机流过负方向电流，电机工作在制动状态； 在2、3阶段，电动机流过正方向电流，电机工作在电动状态。 因此，在轻载时，电流可在正负方向之间脉动，平均电流等于负载电流，其输出波形见图1-17d。n 输出波形d）轻载电动状态的电流波形4123Tton0U, iUdEidUsttonT041 23O小小 结结表1-3 二象限不可逆PWM变换器的不同工作状态2. 桥式可逆PWM变换器 可逆PWM

30、变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图1-20所示。 这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的可逆PWM变换器。+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2VT1VT2VT4VT3132AB4MVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4图1-18 桥式可逆PWM变换器n H形主电路结构n 双极式控制方式（1）正向运行：n第1阶段，在 0 t ton 期间， Ug1 、 Ug4为正， VT1 、 VT4导通， Ug2 、 Ug3为负，VT2 、

31、VT3截止，电流 id 沿回路1流通，电动机M两端电压UAB = +Us ；n第2阶段，在ton t T期间， Ug1 、 Ug4为负， VT1 、 VT4截止， VD2 、 VD3续流， 并钳位使VT2 、 VT3保持截止，电流 id 沿回路2流通，电动机M两端电压UAB = Us ；n 双极式控制方式（续）（2）反向运行：n第1阶段，在 0 t ton 期间， Ug2 、 Ug3为负，VT2 、 VT3截止， VD1 、 VD4 续流，并钳位使 VT1 、 VT4截止，电流 id 沿回路4流通，电动机M两端电压UAB = +Us ；n第2阶段，在ton t T 期间， Ug2 、 Ug3

32、为正， VT2 、 VT3导通， Ug1 、 Ug4为负，使VT1 、 VT4保持截止，电流 id 沿回路3流通，电动机M两端电压UAB = Us ；n 输出波形U, iUdEid+UsttonT0-UsOb) 正向电动运行波形U, iUdEid+UsttonT0-UsOc) 反向电动运行波形n 输出平均电压 双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为（1-19） 如果占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中 = 2 1 （1-20）注意：这里 的计算公式与不可逆变换器中的公式就不一样了。n 调速范围 调速时， 的可调范围为01， 1 0.5时， 为正，电机正转

33、；n当 0.5时， 为负，电机反转；n当 = 0.5时， = 0 ，电机停止。注注 意：意： 当电机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。n 性能评价 双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：（1）电流一定连续；（2）可使电机在四象限运行；（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；（4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20000左右；（5）低速时，每个开关

34、器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。 n 性能评价（续） 双极式控制方式的不足之处是： 在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。1.3.2 直流脉宽调速系统的机械特性直流脉宽调速系统的机械特性 由于采用脉宽调制，严格地说，即使在稳态情况下，脉宽调速系统的转矩和转速也都是脉动的，所谓稳态，是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，机械特性是平均转速与平均转矩（电流）的关系。 采用不同形式的PWM变换器，系统的机械特性也不一样。对于带制动电流通路的不可逆电路和双极式

35、控制的可逆电路，电流的方向是可逆的，无论是重载还是轻载，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，现在就分析这种情况。 对于带制动电流通路的不可逆电路，电压平衡方程式分两个阶段 式中 R、L 电枢电路的电阻和电感。 n 带制动的不可逆电路电压方程（0 t ton） （1-21）（ton t T） （1-22） 对于双极式控制的可逆电路，只在第二个方程中电源电压由 0 改为 Us ，其他均不变。于是，电压方程为( 0 t ton ) (1-23) n 双极式可逆电路电压方程(ton t T ) (1-24) n 机械特性方程 按电压方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式。无论是上

36、述哪一种情况，电枢两端在一个周期内的平均电压都是 Ud = Us，只是 与占空比 的关系不同，分别为式（1-18）和式（1-20）。 平均电流和转矩分别用 Id 和 Te 表示，平均转速 n = E/Ce，而电枢电感压降的平均值 Ldid / dt 在稳态时应为零。 于是，无论是上述哪一组电压方程，其平均值方程都可写成 (1-25) (1-26)或用转矩表示， (1-27)式中 Cm = KmN 电机在额定磁通下的转矩系数； n0 = Us / Ce 理想空载转速，与电压系数成正比。n 机械特性方程nId , TeavOn0s0.75n0s0.5n0s0.25n0sId , Teav = 1

37、= 0.75 = 0.5 = 0.25n PWM调速系统机械特性图1-20 脉宽调速系统的机械特性曲线（电流连续），n0sUs /Cen 说 明n图中所示的机械曲线是电流连续时脉宽调速系统的稳态性能。n图中仅绘出了第一、二象限的机械特性，它适用于带制动作用的不可逆电路，双极式控制可逆电路的机械特性与此相仿，只是更扩展到第三、四象限了。n对于电机在同一方向旋转时电流不能反向的电路，轻载时会出现电流断续现象，把平均电压抬高，在理想空载时，Id = 0 ，理想空载转速会翘到 n0sUs / Ce 。 目前，在中、小容量的脉宽调速系统中，由于IGBT已经得到普遍的应用，其开关频率一般在10kHz左右，

38、这时，最大电流脉动量在额定电流的5%以下，转速脉动量不到额定空载转速的万分之一，可以忽略不计。1.3.3 PWM控制与变换器的数学模型控制与变换器的数学模型 图1-21绘出了PWM控制器和变换器的框图，其驱动电压都由 PWM 控制器发出，PWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。 按照上述对PWM变换器工作原理和波形的分析，不难看出，当控制电压改变时，PWM变换器输出平均电压按线性规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一个开关周期 T 。UcUgUdPWM控制器PWM变换器图1-21 PWM控制与变换器框图 因此PWM控制与变换器（简称PWM装置）也可以看成是一个滞后环

39、节，其传递函数可以写成（1-28）其中 Ks PWM装置的放大系数； Ts PWM装置的延迟时间， Ts T0 。 当开关频率为10kHz时，T = 0.1ms ，在一般的电力拖动自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似看成是一个一阶惯性环节，因此,（1-29）与晶闸管装置传递函数完全一致。 C C+1.3.4 电能回馈与泵升电压的限制电能回馈与泵升电压的限制 PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容C滤波，以获得恒定的直流电压，电容C同时对感性负载的无功功率起储能缓冲作用。 n 泵升电压产生的原因 对于PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有

40、当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。 电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。 在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用下图中的镇流电阻 Rb 来消耗掉部分动能。分流电路靠开关器件 VTb 在泵升电压达到允许数值时接通。 n 泵升电压限制n 泵升电压限制电路过电压信号UsRbVTbC+n 泵升电压限制（续） 对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接

41、逆变器，把多余的能量逆变后回馈电网。当然，这样一来，系统就更复杂了。PWM系统的优越性n主电路线路简单，需用的功率器件少；n开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；n低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；n系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；n功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；n直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。返回目录返回目录1.4 反馈控制闭环直流调速系统的反馈控制闭环直流调速系统的 稳态分析和设计稳态分析和设计 本节提要本节提要n转速控制的要求和调速指标n开环调速系统及其存在的问题n闭环调速系统

42、的组成及其静特性n开环系统特性和闭环系统特性的关系n反馈控制规律n限流保护电流截止负反馈1.4.1 转速控制的要求和调速指标转速控制的要求和调速指标 任何一台需要控制转速的设备，其生产工艺对调速性能都有一定的要求。 归纳起来，对于调速系统的转速控制要求有以下三个方面：1. 控制要求（1）调速在一定的最高转速和最低转速范围内，分挡地（有级）或 平滑地（无级）调节转速；（2）稳速以一定的精度在所需转速上稳定运行，在各种干扰下不允许有过大的转速波动，以确保产品质量；（3）加、减速频繁起、制动的设备要求加、减速尽量快，以提高生产率；不宜经受剧烈速度变化的机械则要求起，制动尽量平稳。2. 调速指标n调速

43、范围：调速范围： 生产机械要求电动机提供的最高转速和最低转速之比叫做调速范围，用字母 D 表示，即（1-31） 其中nmin 和nmax 一般都指电机额定负载时的转速，对于少数负载很轻的机械，例如精密磨床，也可用实际负载时的转速。 n静静差差率率：当系统在某一转速下运行时，负载由理想空载增加到额定值时所对应的转速降落 nN ，与理想空载转速 n0 之比，称作静差率 s ，即或用百分数表示 （1-32） （1-33） 式中 nN = n0 - nN 0TeNTen0an0bab nNa nNb nO图1-23 不同转速下的静差率3. 静差率与机械特性硬度的区别 然而静差率和机械特性硬度又是有区别

44、的。一般调压调速系统在不同转速下的机械特性是互相平行的 。对于同样硬度的特性，理想空载转速越低时，静差率越大，转速的相对稳定度也就越差。n例如例如：在1000r/min时降落10r/min，只占1%；在100r/min时同样降落10r/min，就占10%； 如果在只有10r/min时，再降落10r/min，就占100%，这时电动机已经停止转动，转速全部降落完了。 因此，调速范围和静差率这两项指标并不是彼此孤立的，必须同时提才有意义。调速系统的静差率指标应以最低速时所能达到的数值为准。静差率与机械特性硬度的区别（续）4. 调速范围、静差率和额定速降之间的关系 设：电机额定转速nN为最高转速，转速

45、降落为nN，则按照上面分析的结果，该系统的静差率应该是最低速时的静差率，即于是，最低转速为 而调速范围为 将上面的式代入 nmin，得 （1-34） 式（1-34）表示调压调速系统的调速范围、静差率和额定速降之间所应满足的关系。对于同一个调速系统， nN 值一定，由式（1-34）可见，如果对静差率要求越严，即要求 s 值越小时，系统能够允许的调速范围也越小。 n结论1： 一个调速系统的调速范围，是指在最低一个调速系统的调速范围，是指在最低速时还能满足所需静差率的转速可调范围。速时还能满足所需静差率的转速可调范围。n例例题题1-1 某直流调速系统电动机额定转速为1430r/min，额定速降 nN

46、 = 115r/min，当要求静差率30%时，允许多大的调速范围？如果要求静差率20%，则调速范围是多少？如果希望调速范围达到10，所能满足的静差率是多少？解解 要求30%时，调速范围为 若要求20%，则调速范围只有若调速范围达到10，则静差率只能是1.4.2 开环调速系统及其存在的问题开环调速系统及其存在的问题 若可逆直流脉宽调速系统是开环调速系统，调节控制电压就可以改变电动机的转速。如果负载的生产工艺对运行时的静差率要求不高，这样的开环调速系统都能实现一定范围内的无级调速，可以找到一些用途。 但是，许多需要调速的生产机械常常对静差率有一定的要求。在这些情况下，开环调速系统往往不能满足要求。

47、 n例例题题1-2 某龙门刨床工作台拖动采用直流电动机，其额定数据如下：60kW、220V、305A、1000r/min，采用V-M系统，主电路总 电 阻 R=0.18， 电 动 机 电 动 势 系 数Ce=0.2min/r。如果要求调速范围 D = 20，静差率S5%，采用开环调速能否满足？若要满足这个要求，系统的额定速降最多能有多少？解解 当电流连续时，V-M系统的额定速降为开环系统机械特性连续段在额定转速时的静差率为 这已大大超过了5%的要求，更不必谈调到最低速了。 如果要求D = 20，s 5%，则由式（1-29）可知 由上例可以看出，开环调速系统的额定速降是275 r/min，而生产

48、工艺的要求却只有2.63r/min，相差几乎百倍！ 由此可见，开环调速已不能满足要求，需采用反馈控制的闭环调速系统来解决这个问题。1.4.3 闭环调速系统的组成及其静特性闭环调速系统的组成及其静特性 根据自动控制原理，反馈控制的闭环系统是按被调量的偏差进行控制的系统，只要被调量出现偏差，它就会自动产生纠正偏差的作用。 调速系统的转速降落正是由负载引起的转速偏差，显然，引入转速闭环将使调速系统应该能够大大减少转速降落。 n 系统组成图1-24 采用转速负反馈的闭环调速系统+-AGTMTG+-+-+-UtgUdIdn+-+UnUn U*nUcUPE+-MTGIdUnUdUcUnntgn 调节原理

49、在反馈控制的闭环直流调速系统中，与电动机同轴安装一台测速发电机 TG ，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压Un ，与给定电压 U*n 相比较后，得到转速偏差电压 Un ，经过放大器 A，产生电力电子变换器UPE的控制电压Uc ，用以控制电动机转速 n。n UPE的组成 图中，UPE是由电力电子器件组成的变换器，其输入接三相（或单相）交流电源，输出为可控的直流电压，控制电压为Uc 。UcUd0uACDCUd0Ucn UPE的组成（续） 目前，组成UPE的电力电子器件有如下几种选择方案：n对于中、小容量系统，多采用由IGBT或P-MOSFET组成的PWM变换器；n对于较大容量的系统，可采用其他

50、电力电子开关器件，如GTO、IGCT等；n对于特大容量的系统，则常用晶闸管触发与整流装置。n 稳态分析条件 下面分析闭环调速系统的稳态特性，以确定它如何能够减少转速降落。为了突出主要矛盾，先作如下的假定：（1）忽略各种非线性因素，假定系统中各环节的输入输出关系都是线性的，或者只取其线性工作段；（2）忽略控制电源和电位器的内阻。转速负反馈直流调速系统中各环节的稳态关系如下： 电压比较环节 放大器 电力电子变换器 调速系统开环机械特性 测速反馈环节 n 稳态关系n 稳态关系（续）以上各关系式中 放大器的电压放大系数； 电力电子变换器的电压放大系数； 转速反馈系数，（Vmin/r）； UPE的理想空

51、载输出电压； 电枢回路总电阻。KpKsRUd0 从上述五个关系式中消去中间变量，整理后，即得转速负反馈闭环直流调速系统的静特性方程式（1-35） n 静特性方程n 静特性方程（续） 式中 闭环系统的开环放大系数K为 它相当于在测速反馈电位器输出端把反馈回路断开后，从放大器输入起直到测速反馈输出为止总的电压放大系数，是各环节单独的放大系数的乘积。 电动机环节放大系数为n注意：注意： 闭环调速系统的静特性表示闭环系统电动机转速与负载电流（或转矩）间的稳态关系，它在形式上与开环机械特性相似，但本质上却有很大不同，故定名为“静特性”，以示区别。KpKs 1/CeU*nUcUnEnUd0Un+- IdR

52、-UnKsn 闭环系统的稳态结构框图图1-25 转速负反馈闭环直流调速系统稳态结构图 图中各方块内的符号代表该环节的放大系数。运用结构图运算法同样可以推出式（1-35）所表示的静特性方程式，方法如下：将给定量和扰动量看成两个独立的输入量，先按它们分别作用下的系统求出各自的输出与输入关系式，b）只考虑给定作用时的闭环系统c）只考虑扰动作用时的闭环系统U*nKpKs 1/CeUcUn n Ud0Un+-+KpKs 1/Ce-IdR nUd0+-E 由于已认为系统是线性的，可以把二者叠加起来，即得系统的静特性方程式（1-35）1.4.4 开环系统机械特性和闭环系统静特性开环系统机械特性和闭环系统静特

53、性 的关系的关系 比较一下开环系统的机械特性和闭环系统的静特性，就能清楚地看出反馈闭环控制的优越性。如果断开反馈回路，则上述系统的开环机械特性为 (1-36) 而闭环时的静特性可写成 (1-37) 比较式（1-36）和式（1-37）不难得出以下的论断：（1）闭环系统静性可以比开环系统机械特性硬得多。 在同样的负载扰动下，两者的转速降落分别为 和它们的关系是 (1-38) n 系统特性比较n 系统特性比较（续）（2）如果比较同一理想空载转速下的开环和闭环系统，则闭环系统的静差率要小得多。 闭环系统和开环系统的静差率分别为 和 当 n0op =n0cl 时，（1-39）（3）当要求的静差率一定时，

54、闭环系统可以大大提高调速范围。 如果电动机的最高转速都是nmax；而对最低速静差率的要求相同，那么： 开环时， 闭环时， 再考虑式（1-38），得 (1-40) n 系统特性比较（续）n 系统特性比较（续）（4）要取得上述三项优势，闭环系统必须设置放大器。 上述三项优点若要有效，都取决于一点，即 K 要足够大，因此必须设置放大器。 把以上四点概括起来，可得下述结论：结论结论2： 闭环调速系统可以获得比开环调速系统闭环调速系统可以获得比开环调速系统硬得多的稳态特性，从而在保证一定静差硬得多的稳态特性，从而在保证一定静差率的要求下，能够提高调速范围，为此所率的要求下，能够提高调速范围，为此所需付出

55、的代价是，须增设电压放大器以及需付出的代价是，须增设电压放大器以及检测与反馈装置。检测与反馈装置。 n例题例题1-3 在例题1-2中，龙门刨床要求 D = 20， s R，因此（1-44）4. 电流截止负反馈环节参数设计nIdbl应小于电机允许的最大电流，一般取 Idbl =（1.52） INn从调速系统的稳态性能上看，希望稳态运行范围足够大，截止电流应大于电机的额定电流，一般取 Idcr （1.11.2）IN1.7 .1电压负反馈电流补偿控制的直流调速系统速度负反馈的闭环系统是速度闭环控制的基本形式，速度检测装置复杂，在调速指标要求不太高时，可以采用其他反馈形式电压负反馈直流调速系统 在转速

56、不是很低时，电阻压降远小于电枢端电压，可以认为反电势接近等于端电压，可用电压反馈代替转速反馈系统。 n 原理图在忽略直流电动机电枢电阻引起的压降时，电枢端电压就等于电动机反电动势。而在恒磁调速的情况下，电动机转速与其反电动势不过差一常数Ce。这就是说，只要设法保持电动机电枢端电压不变，就能使反电动势接近不变，电动机转速也就接近不变了。采用电压负反馈可以收到克服扰动对转速的影响，在一定程度上可以使转速维持不变的效果，而这也正是采用转速负反馈所要达到的目的。电压负反馈闭环调速系统图1-52 电压负反馈闭环调速系统原理图电压负反馈闭环调速系统调节原理从图中可以看出反馈信号从接在电枢两端的电位器RP上

57、取出，反馈到放大器的输入端与给定电压进行比较，而且两者极性相反。因此这种反馈称电压负反馈。 电压负反馈在负载变化时的调整过程如下： 在某一给定电压Un*下，加在放大器输入端的控制信号为给定电压与反馈电压进行比较后得到的差值电压U=Un-Uu,经放大器放大，使晶闸管整流器输出一定电压，使电动机工作于某一转速。当负载增加时，即Id增大，整流器等效内阻及平波电抗器电阻上压降也相应增大，从而引起电动机电枢两端电压降低，这会使与其成正比的反馈电压减少 (1-67)式中 -电压反馈信号； -电压反馈系数 电压负反馈闭环调速系统系统结构图式中 -电力电子变换器内阻（）；-电动机电枢电阻（）。 电压负反馈闭环

58、调速系统系统静态分析n 为了更明确电压负反馈的稳态调整作用，我们可以用求转速负反馈闭环系统静特性的方法得到电压负反馈调速系统的静特性方程来，其式如下：（1-68） -电压反馈系数； Rpe -电枢回路中除电枢电阻外的其它电阻总和。 从静特性方程可以看出来，整流装置等效内阻、平波电抗器电阻等引起的转速降落减小到开环时的1/（1+K），由电枢本身电阻引起的转速降落RaId仍和开环系统的一样。电压负反馈本质上是一个恒压调整系统，它只尽可能维持电枢两端的电压Ud不变。由于电压负反馈调速系统对电枢电阻引起的转速降落无法补偿，所以该系统的调整效果远不如转速负反馈调速系统，但比开环系统要好一些。 电压负反馈

59、调速系统，由于调整效果不够理想，一般仅适用于调速范围D10，静差率S15%的场合。1.7.2 电压负反馈和电流正反馈调速系统 电压负反馈调速系统转速降落比转速负反馈调速系统的转速降落大，静特性不够理想，这是因为电动机电枢电阻压降所造成的转速降落未得到补偿的结果。为了补偿电枢电阻压降IdRa，可在电压负反馈的基础上增加一个电流正反馈环节 系统原理图如下：带电流正反馈的电压负反馈调速系统调节原理 在电压负反馈调速系统的基础上，在主电路中串入取样电阻Rs，由IdRs取得电流正反馈信号。接线时应保证IdRs信号的极性与Un*的极性一致，而与电压反馈信号Uu=Ud的极性相反。在运算放大器的输入端通常给定

60、和电压反馈的输入回路电阻都取R0，而为获得合适的电流补偿强度，电流正反馈输入回路的电阻R2应根据需要选取。电流补偿强度可由电流反馈系数来反映，其定义为: 调速系统在稳态工作时，忽略空载损耗后电枢电流就是负载电流。当负载增加而使转速降落增大时，电流正反馈信号也相应增大，通过运算放大器使触发器输入的控制信号Uct增大，晶闸管整流装置输出的整流电压升高，从而补偿了转速的降落。因此，电流正反馈又被称作电流补偿控制。(1-70)系统经特性分析 按求取调速系统静特性的前述方法，可以求出带电流正反馈的电压负反馈调速系统的静特性方程如下： 由静特性方程式，表示电流正反馈作用的一项能够适当补偿另两项稳态速降，这

61、样,总的转速降落要比只有电压负反馈时小了许多，系统的静特性改善了很多，从而扩大了调速范围。 正反馈的补偿控制本质上与负反馈控制不同。正反馈只是靠参数的配合关系对某一干扰量造成的偏差进行适当的补偿，比如电流正反馈在稳态时对负载引起的转速降落进行了适当的补偿，但它对其它干扰量造成的被调量偏差不一定有补偿作用。而负反馈控制，它能对负反馈所包围的系统前向通道上出现的所有扰动都有抑制作用，使它们对被调量造成的影响大大缩小。 在系统调整时，电流正反馈的补偿强度不应太大，当参数配合关系出现 时静特性将上翘，系统根本无法稳定工作。电路参数将会随环境温度的变化而变化，所以值还应适当减少。采用电流补偿控制后，电压

62、负反馈调速系统的静特性可以适当改善，但它的调整效果就整体而言不如转速负反馈调速系统。 但当系统的工作环境比较稳定时，若选择参数使其满足式则电压负反馈加电流正反馈调速系统的静特性方程将变为 （1-75） 电势负反馈 在形式上，此时静特性方程与转速负反馈系统静特性方程完全一样。此时电压负反馈加电流正反馈的合成反馈信号与电动机反电动势成正比，所以又称电动势反馈。但是，这只是参数的一种巧妙配合，系统的本质并未改变。虽然可以认为电动势是正比于转速的，但这样的“电动势负反馈”调速系统决不是真正的转速负反馈调速系统。它的调整效果不可能真正相当于转速负反馈，只适用于调速范围D=20以下，静差率S10%的场合。

63、但它比转速负反馈系统省掉了一个测速装置，因此，在中、小容量系统中还是有应用价值的。几种系统的静特性比较全补偿系统电压负反馈加电流补偿，欠补偿系统过补偿系统只有电压负反馈的系统开环控制系统1.7.3 电流补偿控制直流调速系统的数学模型和稳定条件 以下只考虑电流正反馈的补偿控制，所得结论适用其他情况讨论电流补偿控制的稳定问题只有电流正反馈的动态结构图为：=临界稳定条件为：而这恰好是全补偿条件，系统已处于不稳定的边缘1.5 反馈控制闭环直流调速系统的反馈控制闭环直流调速系统的动态分析和设计动态分析和设计本节提要本节提要n反馈控制闭环直流调速系统的动态数学模型n反馈控制闭环直流调速系统的稳定条件n动态

64、校正PI调节器的设计n系统设计举例与参数计算 为了分析调速系统的稳定性和动态品质，必须首先建立描述系统动态物理规律的数学模型，对于连续的线性定常系统，其数学模型是常微分方程，经过拉氏变换，可用传递函数和动态结构图表示。 1.5.1 反馈控制闭环直流调速系统的动态反馈控制闭环直流调速系统的动态 数学模型数学模型 建立系统动态数学模型的基本步骤如下：（1）根据系统中各环节的物理规律，列出描述该环节动态过程的微分方程；（2）求出各环节的传递函数；（3）组成系统的动态结构图并求出系统的传递函数。1. 电力电子器件的传递函数 构成系统的主要环节是电力电子变换器和直流电动机。不同电力电子变换器的传递函数，

65、它们的表达式是相同的，都是(1-45) 只是在不同场合下，参数Ks和Ts的数值不同而已。 TL+-MUd0+-E R LneidM图1-33 他励直流电动机等效电路 2. 直流电动机的传递函数(1-46) 假定主电路电流连续，则动态电压方程为 电路方程电路方程 如果，忽略粘性磨擦及弹性转矩，电机轴上的动力学方程为 (1-47) 额定励磁下的感应电动势和电磁转矩分别为 (1-48) (1-49) 式中 包括电机空载转矩在内的负载转 矩，N-m； 电力拖动系统折算到电机轴上的飞 轮惯量，N-m2； 电机额定励磁下的转矩系数， N-m/A； TLGD2 电枢回路电磁时间常数，s； 电力拖动系统机电时

66、间常数，s。定义下列时间常数 代入式（1-46）和（1-47）,并考虑式（1-48）和（1-49），整理后得(1-50) (1-51) 式中 为负载电流。 n 微分方程 在零初始条件下，取等式两侧的拉氏变换，得电压与电流间的传递函数 电流与电动势间的传递函数 (1-52) (1-53) n 传递函数n 动态结构图 Id (s)IdL(s)+-E (s) R Tmsb. 式（131）的结构图E(s)Ud0+-1/RTl s+1Id (s)a. 式（130）的结构图+图1-34 额定励磁下直流电动机动态结构图n(s)c. 整个直流电动机的动态的结构图 1/CeUd0IdL (s) EId (s)U

67、n+- 1/R Tl s+1 R Tms 由上图c可以看出，直流电动机有两个输入量，一个是施加在电枢上的理想空载电压，另一个是负载电流。前者是控制输入量，后者是扰动输入量。如果不需要在结构图中显现出电流，可将扰动量的综合点移前，再进行等效变换，得下图a。如果是理想空载，则 IdL = 0，结构图即简化成下图b。 n(s)Ud0 (s)+-1/Ce TmTl s2+Tms+1IdL (s) R (Tl s+1)n 动态结构图的变换和简化a. IdL 0n(s)1/Ce TmTl s2+Tms+1Ud0 (s)n 动态结构图的变换和简化（续）b. IdL= 0 直流闭环调速系统中的其他环节还有比例

68、放大器和测速反馈环节，它们的响应都可以认为是瞬时的，因此它们的传递函数就是它们的放大系数，即 放大器测速反馈（1-55） （1-54） 3. 控制与检测环节的传递函数 知道了各环节的传递函数后，把它们按在系统中的相互关系组合起来，就可以画出闭环直流调速系统的动态结构图，如下图所示。由图可见，将电力电子变换器按一阶惯性环节处理后，带比例放大器的闭环直流调速系统可以看作是一个三阶线性系统。 4. 闭环调速系统的动态结构图图1-36 反馈控制闭环调速系统的动态结构图n(s)U*n (s)IdL (s) Uct (s)Un (s)+- KsTss+1KP1/Ce TmTl s2+Tms+1 +-R (

69、Tl s+1)Ud0 (s)5. 调速系统的开环传递函数 由图可见，反馈控制闭环直流调速系统的开环传递函数是 式中 K = Kp Ks / Ce （1-56） 6. 调速系统的闭环传递函数 设Idl=0，从给定输入作用上看，闭环直流调速系统的闭环传递函数是 （1-57） 1.5.2 反馈控制闭环直流调速系统的稳定条件反馈控制闭环直流调速系统的稳定条件 由式（1-57）可知，反馈控制闭环直流调速系统的特征方程为 （1-58） 它的一般表达式为 根据三阶系统的劳斯-古尔维茨判据，系统稳定的充分必要条件是 式（1-58）的各项系数显然都是大于零的，因此稳定条件就只有 或整理后得 （1-59） 式（1

70、-59）右边称作系统的临界放大系数 Kcr, 当 K Kcr 时，系统将不稳定。 对于一个自动控制系统来说，稳定性是它能否正常工作的首要条件，是必须保证的。 1.5.3 动态校正动态校正PI调节器的设计调节器的设计1. 概概 述述 在设计闭环调速系统时，常常会遇到动态稳定性与稳态性能指标发生矛盾的情况（如例题1-5，或例题1-7中要求更高调速范围时），这时，必须设计合适的动态校正装置，用来改造系统，使它同时满足动态稳定和稳态指标两方面的要求。2. 动态校正的方法n串联校正；n并联校正；n反馈校正。 而且对于一个系统来说，能够符合要求的校正方案也不是唯一的。 在电力拖动自动控制系统中，最常用的是

71、串联校正和反馈校正。串联校正比较简单，也容易实现。n串联校正方法：串联校正方法：l无源网络校正RC网络；l有源网络校正PID调节器。 对于带电力电子变换器的直流闭环调速系统，由于其传递函数的阶次较低，一般采用PID调节器的串联校正方案就能完成动态校正的任务。n PID调节器的类型：调节器的类型：n比例微分（PD）n比例积分（PI）n比例积分微分（PID） PID调节器的功能n由PD调节器构成的超前校正，可提高系统的稳定裕度，并获得足够的快速性，但稳态精度可能受到影响；n由PI调节器构成的滞后校正，可以保证稳态精度，却是以对快速性的限制来换取系统稳定的；n用PID调节器实现的滞后超前校正则兼有二

72、者的优点，可以全面提高系统的控制性能，但具体实现与调试要复杂一些。 一般的调速系统要求以动态稳定和稳态精度为主，对快速性的要求可以差一些，所以主要采用PI调节器；在随动系统中，快速性是主要要求，须用 PD 或PID 调节器。 3. 系统设计工具 在设计校正装置时，主要的研究工具是伯德图（Bode Diagram），即开环对数频率特性的渐近线。它的绘制方法简便，可以确切地提供稳定性和稳定裕度的信息，而且还能大致衡量闭环系统稳态和动态的性能。正因为如此，伯德图是自动控制系统设计和应用中普遍使用的方法。 在定性地分析闭环系统性能时，通常将伯德图分成低、中、高三个频段，频段的分割界限是大致的，不同文献

73、上的分割方法也不尽相同，这并不影响对系统性能的定性分析。下图绘出了自动控制系统的典型伯德图。n典型伯德图典型伯德图 从图中三个频段的特征可以判断系统的性能，这些特征包括以下四个方面：0L/dBc/s -1-20dB/dec低频段中频段高频段图1-37 典型的控制系统伯德图 n 伯德图与系统性能的关系n中频段以-20dB/dec的斜率穿越0dB，而且这一斜率覆盖足够的频带宽度，则系统的稳定性好；n截止频率（或称剪切频率）越高，则系统的快速性越好；n低频段的斜率陡、增益高，说明系统的稳态精度高；n高频段衰减越快，即高频特性负分贝值越低，说明系统抗高频噪声干扰的能力越强。 以上四个方面常常是互相矛盾

74、的。对稳态精度要求很高时，常需要放大系数大，却可能使系统不稳定；加上校正装置后，系统稳定了，又可能牺牲快速性；提高截止频率可以加快系统的响应，又容易引入高频干扰；如此等等。 设计时往往须在稳、准、快和抗干扰这四个矛盾的方面之间取得折中，才能获得比较满意的结果。4. 系统设计要求 在实际系统中，动态稳定性不仅必须保证，而且还要有一定的裕度，以防参数变化和一些未计入因素的影响。在伯德图上，用来衡量最小相位系统稳定裕度的指标是：相角裕度 和以分贝表示的增益裕度 GM。一般要求： = 30 60；GM 6dB 。 保留适当的稳定裕度，是考虑到实际系统各环节参数发生变化时不致使系统失去稳定。 在一般情况

75、下，稳定裕度也能间接反映系统动态过程的平稳性，稳定裕度大，意味着动态过程振荡弱、超调小。 5. 设计步骤n系统建模首先应进行总体设计，选择基本部件，按稳态性能指标计算参数，形成基本的闭环控制系统，或称原始系统。n系统分析建立原始系统的动态数学模型，画出其伯德图，检查它的稳定性和其他动态性能。n系统设计如果原始系统不稳定，或动态性能不好，就必须配置合适的动态校正装置，使校正后的系统全面满足性能要求。 6. 设计方法n凑试法设计时往往须用多种手段，反复试凑。n工程设计法详见第2章。1.5.4 系统设计举例与参数计算（一）系统设计举例与参数计算（一） 稳态参数计算是自动控制系统设计的第一步，它决定了

76、控制系统的基本构成环节，有了基本环节组成系统之后，再通过动态参数设计，就可使系统臻于完善。近代自动控制系统的控制器主要是模拟电子控制和数字电子控制，由于数字控制的明显优点，在实际应用中数字控制系统已占主要地位，但从物理概念和设计方法上看，模拟控制仍是基础。 系统稳定性分析例题例题1-5 在例题1-4中，已知 R = 1.0 ， Ks = 44， Ce = 0.1925Vmin/r，系统运动部分的飞轮惯量GD2 = 10Nm2。 根据稳态性能指标 D =10，s 0.5计算，系统的开环放大系数应有K 53.3 ，试判别这个系统的稳定性。 解解 首先应确定主电路的电感值，用以计算电磁时间常数。 对

77、于V-M系统，为了使主电路电流连续，应设置平波电抗器。例题1-4给出的是三相桥式可控整流电路，为了保证最小电流时电流仍能连续，应采用式（1-8）计算电枢回路总电感量，即现在 则 取 = 17mH = 0.017H 。 计算系统中各环节的时间常数：n电磁时间常数 n机电时间常数 n对于三相桥式整流电路，晶闸管装置的滞后时间常数为 Ts = 0.00167 s 为保证系统稳定，开环放大系数应满足式（1-59）的稳定条件 按稳态调速性能指标要求K 53.3 ，因此，闭环系统是不稳定的。例题例题1-6 在上题的直流调速系统中，若改用IGBT脉宽调速系统，电动机不变，电路参数为：R=0.6，L=5mH,

78、 Ks =44，Ts=0.1ms。稳态指标不变仍为D=10，s5%，该系统能否稳定？解 采用脉宽调速系统时，各环节的时间常数为：按稳定条件，应有同样，若想系统稳定，则应 而此时 为使系统稳定：系统稳定。例例1-7 上述脉宽调速系统在临界稳定条件下，能够达到的最大调速范围是多少？解 上题已知临界稳定条件为： 455.4此时于是显然比原来指标高得多。1.6 比例积分控制规律和无静差调速系统比例积分控制规律和无静差调速系统 前节主要讨论，采用比例（P）放大器控制的直流调速系统，可使系统稳定，并有一定的稳定裕度，同时还能满足一定的稳态精度指标。但是，带比例放大器的反馈控制闭环调速系统是有静差的调速系统

79、。 本节将讨论，采用积分（I）调节器或比例积分（PI）调节器代替比例放大器，构成无静差调速系统。 本节提要本节提要n问题的提出n积分调节器和积分控制规律n比例积分控制规律n无静差直流调速系统及其稳态参数计算n系统设计举例与参数计算（二）1.6.1 问题的提出问题的提出 如前，采用P放大器控制的有静差的调速系统，Kp 越大，系统精度越高；但 Kp 过大，将降低系统稳定性，使系统动态不稳定。 进一步分析静差产生的原因，由于采用比例调节器， 转速调节器的输出为 Uc = Kp UnnUc 0，电动机运行，即Un 0 ；nUc = 0，电动机停止。 因此，在采用比例调节器控制的自动系统中，输入偏差是维

80、系系统运行的基础，必然要产生静差，因此是有静差系统。 如果要消除系统误差，必须寻找其他控制方法，比如：采用积分（Integration）调节器或比例积分（PI）调节器来代替比例放大器。1.6.2 积分调节器和积分控制规律积分调节器和积分控制规律 1. 积分调节器积分调节器 如图，由运算放大器可构成一个积分电路。根据电路分析，其电路方程+CUexRbalUinR0+A图1-43 积分调节器a) 原理图方程两边取积分，得 (1-64) 式中， 积分时间常数。 当初始值为零时，在阶跃输入作用下，对式（1-64）进行积分运算，得积分调节器的输出(1-65) UexUinUexmtUinUexOb) 阶

81、跃输入时的输出特性()L/dB0L()-20dB1/O-/2c) Bode图图1-43 积分调节器2. 积分调节器的特性3. 积分调节器的传递函数 积分调节器的传递函数为 (1-66) 4. 转速的积分控制规律n如果采用积分调节器，则控制电压Uc是转速偏差电压Un的积分，按照式（1-64），应有 如果是Un 阶跃函数，则 Uc 按线性规律增长，每一时刻 Uc 的大小和 Un 与横轴所包围的面积成正比，如下图 a 所示。图1-45 积分调节器的输入和输出动态过程a) 阶跃输入 b) 一般输入n 输入和输出动态过程 图b 绘出的 Un 是负载变化时的偏差电压波形，按照Un与横轴所包围面积的正比关系

82、，可得相应的Uc 曲线，图中Un 的最大值对应于Uc 的拐点。 若初值不是零，还应加上初始电压Uc0 ，则积分式变成 由上图 b 可见，在动态过程中，当 Un 变化时，只要其极性不变，即只要仍是 Un* Un ，积分调节器的输出 Uc 便一直增长；只有达到 Un* = Un ， Un = 0时，Uc 才停止上升；不到 Un 变负，Uc 不会下降。在这里，值得特别强调的是，当 Un = 0时，Uc并不是零，而是一个终值 Ucf ；如果 Un 不再变化，此终值便保持恒定不变，这是积分控制的特点。n分析结果：分析结果： 采用积分调节器，当转速在稳态时达到与给定转速一致，系统仍有控制信号，保持系统稳定

83、运行，实现无静差调速。5. 比例与积分控制的比较 有静差调速系统有静差调速系统 当负载转矩由TL1突增到TL2时，有静差调速系统的转速n、偏差电压 Un 和控制电压 Uc 的变化过程示于下图。 当负载转矩由 TL1 突增到 TL2 时，有静差调速系统的转速 n 、偏差电压 Un 和控制电压 Uc 的变化过程示于右图。 图1-44 有静差调速系统突加负载过程 突加负载时的动态过程n 无静差调速系统 当负载突增时，积分控制的无静差调速系统动态过程曲线示于下图。在稳态运行时，转速偏差电压 Un 必为零。如果 Un 不为零，则 Uc 继续变化，就不是稳态了。在突加负载引起动态速降时产生Un，达到新的稳

84、态时，Un 又恢复为零，但 Uc 已从 Uc1 上升到 Uc2 ，使电枢电压由 Ud1 上升到 Ud2，以克服负载电流增加的压降。 在这里，Uc 的改变并非仅仅依靠 Un 本身，而是依靠 Un 在一段时间内的积累。 n 无静差调速系统图1-46 积分控制无静差调速系统突加负载时的动态过程 虽然现在Un = 0，只要历史上有过 Un ，其积分就有一定数值，足以产生稳态运行所需要的控制电压 Uc。积分控制规律和比例控制规律的根本区别就在于此。 将以上的分析归纳起来，可得下述论断： 比例调节器的输出只取决于输入偏差量的现状；而积分调节器的输出则包含了输入偏差量的全部历史。 1.6.3 比例积分控制规

85、律比例积分控制规律 上一小节从无静差的角度突出地表明了积分控制优于比例控制的地方，但是另一方面，在控制的快速性上，积分控制却又不如比例控制。 如图所示，在同样的阶跃输入作用之下，比例调节器的输出可以立即响应，而积分调节器的输出却只能逐渐地变。 两种调节器特性比较 UexUinUexmtUinUexOb) I调节器a) P调节器UexUintUinUexO两种调节器I/O特性曲线 那么，如果既要稳态精度高，又要动态响应快，该怎么办呢？只要把比例和积分两种控制结合起来就行了，这便是比例积分控制。1. PI调节器 在模拟电子控制技术中，可用运算放大器来实现PI调节器，其线路如图所示。Uex+C1Rb

86、alUinR0+AR1图1-38 比例积分（PI）调节器 2. PI输入输出关系 按照运算放大器的输入输出关系，可得(1-60)式中 PI调节器比例部分的放大系数； PI调节器的积分时间常数。 由此可见，PI调节器的输出电压由比例和积分两部分相加而成。3. PI调节器的传递函数 当初始条件为零时，取式（1-60）两侧的拉氏变换，移项后，得PI调节器的传递函数。 (1-61)令 ，则传递函数也可以写成如下形式(1-62)n注意： 式（1-61）表明，PI调节器也可以用一个积分环节和一个比例微分环节来表示， 1 是微分项中的超前时间常数，它和积分时间常数 的物理意义是不同的。 4. PI调节器输出

87、时间特性 UexUinUexmtUinUexOKpUina) PI调节器输出特性曲线OtOt UcUcUn121+2b) PI调节器输出动态过程 图1-39 PI调节器输出特性曲线n 阶跃输入情况 在零初始状态和阶跃输入下，PI调节器输出电压的时间特性示于图1-39a，从这个特性上可以看出比例积分作用的物理意义。n突加输入信号时，由于电容C1两端电压不能突变，相当于两端瞬间短路，在运算放大器反馈回路中只剩下电阻R1，电路等效于一个放大系数为 Kpi 的比例调节器，在输出端立即呈现电压 Kpi Uin ，实现快速控制，发挥了比例控制的长处。n此后，随着电容C1被充电，输出电压Uex 开始积分，其

88、数值不断增长，直到稳态。稳态时， C1两端电压等于Uex，R1已不起作用，又和积分调节器一样了，这时又能发挥积分控制的优点，实现了稳态无静差。 因此，PI调节器输出是由比例和积分两部分相加而成的。n 一般输入情况 图1-39b绘出了比例积分调节器的输入和输出动态过程。假设输入偏差电压Un的波形如图所示，则输出波形中比例部分和 Un 成正比，积分部分是 Un 的积分曲线，而PI调节器的输出电压 Uc 是这两部分之和+。可见， Uc既具有快速响应性能，又足以消除调速系统的静差。除此以外，比例积分调节器还是提高系统稳定性的校正装置，因此，它在调速系统和其他控制系统中获得了广泛的应用。 n 分析结果

89、由此可见，比例积分控制综合了比例控制和积分控制两种规律的优点，又克服了各自的缺点，扬长避短，互相补充。比例部分能迅速响应控制作用，积分部分则最终消除稳态偏差。 1.6.4 无静差直流调速系统及其稳态参数计算无静差直流调速系统及其稳态参数计算 n系统组成n工作原理n稳态结构与静特性n参数计算1. 系统组成图1-48 无静差直流调速系统 +-+-M TG+-RP2nRP1U*nR0R0RbalUcVT VSUiTALIdR1C1UnUd-+MTG2. 工作原理 图1-45是一个无静差直流调速系统的实例，采用比例积分调节器以实现无静差，采用电流截止负反馈来限制动态过程的冲击电流。TA为检测电流的交流

90、互感器，经整流后得到电流反馈信号。当电流超过截止电流时，高于稳压管VST的击穿电压，使晶体三极管VBT导通，则PI调节器的输出电压接近于零，电力电子变换器UPE的输出电压急剧下降，达到限制电流的目的。3. 稳态结构与静特性 当电动机电流低于其截止值时，上述系统的稳态结构图示于下图，其中代表PI调节器的方框中无法用放大系数表示，一般画出它的输出特性，以表明是比例积分作用。 图1-49 无静差直流调速系统稳态结构图（Id Idcr ） Ks 1/CeU*nUcUnIdREnUd0Un+-稳态结构与静特性（续） 无静差系统的理想静特性如右图所示。当 Id Idcr 时，电流截止负反馈起作用，静特性急

91、剧下垂，基本上是一条垂直线。整个静特性近似呈矩形。 OIdIdcrn1n2nmaxn图1-50 带电流截止的无静差直流调速系统的静特性 n 必须指出 严格地说，“无静差”只是理论上的，实际系统在稳态时，PI调节器积分电容两端电压不变，相当于运算放大器的反馈回路开路，其放大系数等于运算放大器本身的开环放大系数，数值最大，但并不是无穷大。因此其输入端仍存在很小的，而不是零。这就是说，实际上仍有很小的静差，只是在一般精度要求下可以忽略不计而已。4. 稳态参数计算 无静差调速系统的稳态参数计算很简单，在理想情况下，稳态时 Un = 0，因而 Un = Un* ，可以按式（1-67）直接计算转速反馈系数

92、 （1-67） 电动机调压时的最高转速； 相应的最高给定电压。 nmaxU*nmax 电流截止环节的参数很容易根据其电路和截止电流值 Idcr计算出。 PI调节器的参数 Kpi和可按动态校正的要求计算。 +-UinR0RbalR1C1R1AUex5. 准PI调节器 在实际系统中，为了避免运算放大器长期工作时的零点漂移，常常在 R1 C1两端再并接一个电阻R1 ，其值为若干M ，以便把放大系数压低一些。这样就成为一个近似的PI调节器，或称“准PI调节器”（见图1-51），系统也只是一个近似的无静差调速系统。 图1-51 准比例积分调节器 如果采用准PI调节器，其稳态放大系数为由 Kp 可以计算实

93、际的静差率。*1.6.5 系统设计举例与参数计算（二）系统设计举例与参数计算（二）n系统调节器设计系统调节器设计例题例题1-8 在例题1-5中，已经判明，按照稳态调速指标设计的闭环系统是不稳定的。试利用伯德图设计PI调节器，使系统能在保证稳态性能要求下稳定运行。 解解 （1）被控对象的开环频率特性分析式（1-56）已给出原始系统的开环传递函数如下 已知 Ts = 0.00167s， Tl = 0.017s ， Tm = 0.075s ，在这里， Tm 4Tl ，因此分母中的二次项可以分解成两个一次项之积，即 根据例题1-4的稳态参数计算结果，闭环系统的开环放大系数已取为 于是，原始闭环系统的开

94、环传递函数是 系统开环对数幅频及相频特性其中三个转折频率（或称交接频率）分别为 而 由图1-40可见，相角裕度 和增益裕度GM都是负值，所以原始闭环系统不稳定。 这和例题1-5中用代数判据得到的结论是一致的。 （2） PI调节器设计 为了使系统稳定，设置PI调节器，设计时须绘出其对数频率特性。 考虑到原始系统中已包含了放大系数为的比例调节器，现在换成PI调节器，它在原始系统的基础上新添加部分的传递函数应为 PI调节器对数频率特性相应的对数频率特性绘于图1-41中。 -20L/dB+OO2-1KP /s-11KPi11= 实际设计时，一般先根据系统要求的动态性能或稳定裕度，确定校正后的预期对数频

95、率特性，与原始系统特性相减，即得校正环节特性。具体的设计方法是很灵活的，有时须反复试凑，才能得到满意的结果。 对于本例题的闭环调速系统，可以采用比较简便方法，由于原始系统不稳定，表现为放大系数K 过大，截止频率过高，应该设法把它们压下来。n为了方便起见，可令，Kpi = T1 使校正装置的比例微分项（Kpi s + 1）与原始 系统中时间常数最大的惯性环节 对消。n其次，为了使校正后的系统具有足够的稳定裕度，它的对数幅频特性应以20dB/dec 的斜率穿越 0dB 线，必须把图1-42中的原始系统特性压低，使校正后特性的截止频率c2 1/ T2。这样，在c2 处，应有 O 系统校正的对数频率特

96、性校正后的系统特性校正后的系统特性校正前的系统特性校正前的系统特性 从图上可以看出，校正后系统的稳定性指标 和GM都已变成较大的正值，有足够的稳定裕度，而截止频率从 c1 = 208.9 s1降到 c2 = 30 s1 ，快速性被压低了许多，显然这是一个偏于稳定的方案。 n由图1-40的原始系统对数幅频和相频特性可知 因此代入已知数据，得 取Kpi = T1 = 0.049s，为了使c2 1/ T2 =38 s1 ，取 c2 = 30 s1 ，在特性上查得相应的 L1 = 31.5dB，因而 L1 = 31.5dB。 （3）调节器参数计算n从图1-42中特性可以看出 所以已知 Kp = 21

97、因此 而且于是，PI调节器的传递函数为 n最后，选择PI调节器的参数。已知 R0=40k，则取 R1= 22k 本章小结本章小结n学习和掌握直流调速方法；n学习和掌握直流调速电源；n学习和掌握直流调速系统：n系统组成；n系统分析（静态性能、动态性能）；n系统设计（调节器的结构和参数设计）。 第一章习题第一章习题1-1为什么PWM-电动机系统比晶闸管-电动机系统能够获得更好的动态特性？解：解：省掉了平波电抗器，电磁时间常数小；开关频率高，时间响应滞后时间短，动态响应加快，抗干扰能力增强，提高了系统动态性能。1-2试分析有制动通路的不可逆PWM变换器进行制动时，两个VT是如何工作的。解：解：制动时

98、：当Ug1为正时，由于VD1的续流作用，VT1不能导通，Ug2为负，VT2截止；当Ug1为负时，VT1截止，此时Ug2为正，VT2导通。1-3调速范围和静差率的定义是什么？调速范围、静态速降和最小静差率之间有什么关系？为什么说“脱离了调速范围，要满足给定的静差率也就容易得多了？” 解：解：调速范围：生产机械对电动机所提出的最高转速nmax与最低转速nmin之比叫做调速范围，用字母D来表示。nmax与nmin通常指额定负载下的转速。静差率：负载由理想空载增加到额定负载所产生的转速降落nN，与理想空载转速n0的比值，称作静差率，用字母s表示，一般用百分数表示。调速范围、静态速降和最小静差率之间的关

99、系如下式：最低转速越高，对应s值越小，当要求的s值一定时，如果没有调速范围限制，可以容易的通过提高最低转速来满足对s的要求。1-4某一调速系统，测得的最高转速特性为n0max=1500r/min, 最低转速特性为n0min=150r/min，带额定负载时的转速降落nN=15r/min，且在不同转速下nN不变，试问系统能够达到的调速范围有多大？系统允许的静差率是多少？ 解：解： 1-5某闭环调速系统的调速范围是1500150r/min，要求系统的静差率s2%，那么系统容许的静态速降是多少？如果开环系统的静态速降是100r/min,则闭环系统的开环放大倍数应有多大？解：解： 1-6某闭环调速系统的

100、开环放大倍数为15时，额定负载下电动机的速降为8r/min，如果将开环放大倍数提高到30，它的速降为多少？在同样静差率要求下，调速范围可以扩大多少倍？解：解： 扩大的倍数为： 1-7某调速系统的调速范围D=20，额定转速nN=1500r/min，开环转速降落nNop=240r/min，若要求系统的静差率由10%降到5%，则系统的开环增益将如何变化？解：解： 1-8转速单闭环调速系统有哪些特点？改变给定电压能否改变电动机的转速？为什么？如果给定电压不变，调节测速反馈电位器的分压比是否能够改变转速？为什么？如果测速发电机的励磁发生了变化，系统有无克服这种干扰的能力？解：解： 闭环调速系统可以得到比

101、开环调速系统硬的多的稳态特性，从而在保证一定静差率要求的情况下，能够提高调速范围，代价是增设放大器以及检测和反馈装置。改变给定电压可以改变电机的转速，给定改变时，偏差改变，变流器输出改变，电机转速改变； 给定不变，调反馈分压比可以改变电机转速，理由同上；测速机励磁变化对转速的影响，无法克服，效果相当于改变反馈电位器分压比，转速变化是必然的。 1-9在转速负反馈调速系统中，当电网电压、负载转矩、电动机励磁电流、电枢电阻、测速发电机的励磁各量发生变化时，都会引起转速的变化，问系统对上述各量有无调节能力？为什么？解：解：其中电网电压变化、电动机励磁电流变化、电枢电阻变化等反馈闭环都能调节，因为它们都

102、作用在闭环所包围的前向通道上；而测速发电机励磁变化对转速的影响闭环无法调节，因为它作用在反馈环之外。1-10有一V-M调速系统，电动机参数为：PN=2.2kW，UN=220V，IN=12.5A，nN=1500r/min,电枢电阻Ra=1.2,整流装置内阻Rrec=1.5，触发整流环节的放大倍数Ks=35。要求系统满足调速范围D=20，静差率s10%。（1）计算开环系统的静态速降nop和调速要求所允许的闭环静态速降ncl。（2）采用转速负反馈组成闭环系统，试画出系统的原理图和静态结构框图。（3）调整该系统参数，使当Un*=15V时，Id=IN，n=nN，则转速反馈系数应该是多少？（4）计算放大器

103、所需的放大倍数。解：解：（1） R1+-+-M TG+-RP2nRP1U*nR0R0RbalUcLIdUnUd-+MTG（2）KpKs 1/CeU*nUcUnEnUd0Un+- IdR-UnKs（3）可近似计算为： （4） 1-11在题1-10的转速负反馈系统中增设电流截止环节，要求堵转电流Idbl2IN，临界截止电流Idcr1.2IN，应该选用多大的比较电压和电流反馈采样电阻？要求电流反馈采样电阻不超过主电路总电阻的1/3，如果做不到，需要增加电流反馈放大器，试画出系统的原理图和静态结构土图，并计算电流反馈放大系数。这时电流反馈采样电阻和比较电压各为多少？解：解： 1-12某调速系统原理图如

104、图1-58，已知数据如下：电动机：PN=18kW，UN=220V，IN=94A，nN=1000r/min,电枢电阻Ra=0.15,整流装置内阻Rrec=0.3，触发整流环节的放大倍数Ks=40。最大给定电压Unm*=15V，当主电路电流达到最大值时，整定电流反馈电压Uin=10V。 设计指标：要求系统满足调速范围D=20，静差率s10%，Idbl1.5IN，Idcr1.1IN。试画出系统的静态结构框图，并计算： (1) 转速反馈系数。 (2) 调节器放大系数Kp。 (3) 电阻R1的数值。（放大器输入电阻R0=20k） (4)电阻R2的数值和稳压管VS的击穿电压值。 解：解：（1） 近似计算为

105、： （2） （3）（4） 1-13在电压负反馈单闭环有静差调速系统中，当下列参数发生变化时系统是否有调节作用？为什么？放大器的放大系数Kp；供电电网电压；电枢电阻Ra；电动机励磁电流；电压反馈系数。解：解：放大器放大系数、供电电网电压波动能够调节，因为作用在反馈环的前向通道上； 电枢电阻变化、电动机励磁电流变化及电压反馈系数变化无法调节，作用在反馈环外。1-14有一V-M调速系统，已知：电动机：PN=2.8kW，UN=220V，IN=15.6A，nN=1500r/min,电枢电阻Ra=1.5,整流装置内阻Rrec=1，触发整流环节的放大倍数Ks=35。（1）系统开环工作时，试计算调速范围D=3

106、0时的静差率s值。（2）当D=30，s=10%时，计算系统允许的稳态速降。（3）如组成转速负反馈有静差调速系统，要求D=30，s=10%，在Un*=10V时Id=IN,n=nN，计算转速反馈系数和放大器放大系数Kp。（4）如将上述调速系统改为电压负反馈有静差调速系统，仍要求在Un*=10V时Id=IN,n=nN，并保持系统原来的开环放大系数K不变，试求在D=30时的静差率。解：解：（1） （2）（3） （4） 1-15在题1-10的系统中，若主电路电感L=50mH，系统运动部分的飞轮惯量GD2=1.6Nm2，整流装置采用三相零式电路，试判断按题1-10要求设计的转速负反馈系统能否稳定运行？如要

107、保证系统稳定运行，允许的最大开环放大系数K是多少？解：解： 在题1-10中，为满足静态指标要求，求出时系统才稳定。，但系统不稳定；1-16为什么用积分控制的调速系统是无静差的？在转速单闭环调速系统中，当积分调节器的输入偏差电压U=0时，调解器的输出电压是多少？它取决于哪些因素？解：解：积分的保持作用，决定了在稳态时调节器的输入偏差一定为零，即静差为零；零或任一常数，取决于对历史上对非零偏差电压的积累。1-17在无静差转速单闭环调速系统中，转速的稳态精度是否还受给定电源和测速发电机精度的影响？试说明理由。解：解：受影响；这两种干扰作用在反馈所包围的前向通道之外，对转速造成的影响无力调节。1-18采用比例积分调节器控制的电压负反馈调速系统，稳态运行时的速度是否有静差？为什么？试说明理由。解：解：有静差；电枢电阻造成的转速下降无力调节，它作用在电压负反馈环之外。