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1、3844的反激电路闭环控制实验报告引言在开关电源的设计过程中，控制环路的设计至关重要，控制环 路的设计可以决定电源的成败与否。开关电源的控制方式有电流控 制方式和电压控制方式两种。电源系统的传递函数随控制方式的不 同而有很大差异，因此在环路设计分析时，应独立分开。本文对基 于UC3844构建的开关电源控制环路进行设计分析.论述开关电源电 流型控制环路设计的一般方法。1. UC3844 概述厂丨卜I-r F | -V d-蚁早血.- _炬O話|输iii$（ia）Q刃勺I电灣地 M0?VCCUh ff 弼遇遊包Uc3844是一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片，其内部结电li：反同活 Ch忸差放大
2、睛1（11 Ot1龜 ULi构电路如图1所示，它集成了振荡器、具有温度补偿的高增益误差 放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁 定电路及PWM锁存器电路。2. 反馈环路设计 图2为电流控制方式的双管反激开关电源的反馈控制环路电 路。其中电流型控制芯片UC3844放在开关线圈的初级，控制功率开 关。在次级电路中，稳压器件TL431作为基准和反馈误差放大器， 采样输出，并产生相应的误差电压。该误差电压通过光耦TLP521T 转变成误差电流，耦合到初级中，作为控制芯片UC3844的输入。 UC3844通过此输人，产生相应的占空比信号来控制功率开关。由于 在设计中运用了 TL431
3、内部的反馈运算放大器，所以在光耦接 UC3844时，略过了 UC3844的内部运放，直接把误差输入接UC3844 内部运放的输出端，这种设计可以把反馈信号的传输时间缩短一个 放大器的传输时间，使电源的动态响应更快。图2中部分参数如 下，输入电压415630VDC，主输出为15V/0.6A20V/1.8A，初级匝数 为96匝，次级匝数15V路为4匝，20V 一路为5匝，开关频率为 40KHZ，R4为17.8k，C6C7R7为待求的补偿参数；3. 系统的闭环稳定标准稳定性通常用相位裕量p m和增益裕量Gm两个参数来衡量1。p m为当闭环系统中增益穿越频率（Gs=0dB）所对应的相位值与 360的差
4、值；Gm为相位在360时的增益值低于单位增益的量。在 工程设计中，通常要求Gm-10dB，9m$4521，这是因为如果pm在 小，就意味着相位向360靠近，就是一个亚稳态系统，这样在负载图2 应用在大功率丿I咲电源中时辅助电源控制部分或母线发生较大瞬态变化时，电源就会产生振荡。4. 电流型常用的误差放大补偿器主要有单极点补偿器具有带宽增益限制的单极点补偿器极点零呵I；点补偿器和双极点双零点补偿器，下图3所示为本文所要采用的极点零点补偿器电路图，图4为补偿器的博德图这种补偿器用在具有单极点滤波响应的拓扑中，这些拓扑有： 电压型控制电流断续的反激式变换器和电流型控制正激式变换器和 反激式变换器。该
5、补偿器有直流增益大，相位超前的特性。这种补 偿方法在直流处有一个极点，通过提高误差放大器的开环增益来改 善输出调节性能，在输出滤波器最低极点频率或以下引入一个零 点，以补偿滤波器的极点引起的相位滞后。补偿器的最后一个极点 用来衰减高频分量，以抵消输出滤波电容ESR引起的零点作用。5. 控制环路参数设计通常，主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考 虑控制环路的设计。在这里，主要介绍控制环路的设计，其他主功图5率部分就不在叙述。本文直接根据控制到输出特性来设计控制环 路，控制到输出特性定义为电源系统中不考虑误差放大器的特性， 误差电压输入到PWM的点作为系统输入点，输出反馈电压输入到误
6、差放大器负端的点作为系统输出点，如图5所示本文是采用电流型控制的反激式变换器，为了得到好的负载调 整率和暂态响应，选用极点零点补偿器，首先要知道控制到输出的 特性的直流增益，Adc二（Vin-Vout）2/VinAV）X（Nout/Nin） Adc3l二（630VT5V） 2/630V*lV）X（4 匝/96 匝）=25.04 该增益 用分贝表示为Gdc=201g25.04_28dB，然后确定滤波器的极点，虽然 +15V占检测量的比例大，但它的功率占输出的比例很小，所以要计 算功率占输出功率比例大的一路，即+20V输出一路，+20V输出端的 滤波极点频率为 fp=l/2TRICo，式中 RI=
7、Vout/Iout，fp=1/2m（20V/1.2） *660uF=14.48Hz，如果闭环增益的穿越频率太高，误差 放大器会把开关频率谐波放大，这对电源工作很不利，所以一般把 闭环增益的穿越频率设在开关频率的1 /5处，fxo=0.2fsw,式中 fsw电源的开关频率，闭环增益的穿越频率确定后，就要确定在穿 越频率处使控制到输出特性增益曲线提升到0dB所需要增加的增益 量。Gxo=201og （fxo/fp） -Gdc， Gxo=201og （8000/14.48）- 28dB=26.85dB，接下来确定误差放大器的补偿零点和极点的位置， 零点设计在滤波器呈现出来的最低极点处，这是由于电流型
8、控制反 激式变换器的极点的频率位置随负载等效电阻变化而变化，负载最 轻时，极点位置也最低，误差放大器的高频补偿极点设计在控制到 输出特性曲线上由滤波电容ESR引起的零点频率，所以fez二fp； fep=f zesr， f zesr=1/2m Resr Co，如果不知道电容的 ESR 值，可 以由经验估算，通常由输出滤波电容引起的零点范围如下；电解电 容：15KHZ 钽电容：1025KHZ；本文取 5KHZ，Ax0 W=10 (Gx020-10268520-22，C6=1/2TR4Axofep=1/2m17.8K*22*5KHZ=81pF，R7=Axo R4=22*17.8K=391.6K，C7=1/2TTR7fep=l/2T*391.6K*14.48=28uF,至此所涉及的三个补偿控 制参数计算完毕。6. 结论 本文是把控制理论与开关电源的控制环路相结合的工程算法， 是一种通用性比较强的方法，阐述了双管反激开关电源中基于 TLP521-1和TL431配合环路的补偿设计，通过选择合适的零极点保 证系统的稳定工作。本电路已随产品大批量生产应用到现实领域当 中，证明本方案的可行性。
