《环路补偿问题》由会员分享，可在线阅读，更多相关《环路补偿问题（9页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、电源控制模块回顾我们在学校学习过的控制理论知识便知，所有控制系统均可以通过传输函数模块得到简化。峰值 电流模式控制电源转换器中的电压控制环路也不例外。电压环路（TV（f）可以简化表示为不同传输模 块的积（请参见图1）。首先是功率级控制输出传输函数（GCO（f），其表示为输出电压变化（AVOUT） 与控制电压变化（AVC）的比。请注意，该模块实际为脉宽调制（PWM）调制器增益（K）和电源输出 滤波器增益（GF（f）的组合。其次通常为控制传输函数（GC（f）的输出有时称作补偿传输函数，可以 表示为AVC与AVOUT变化的比。如果使用了光隔离器，则也会有一个传输函数模块GOPTO（f）,其 位于模块
2、K和-GC（f）模块之间的连线上。图1简化后的电源电压环路模块结构图图2显示了一个峰值电流模式控制正向转换器的功能示意图，如图1结构图所示。控制模块由一些 虚线区分。GW = K)cGF(f)PWMi嗣i ii 广 r*1 口tieI1 e图 2 简化后的电源电压环路结构图起初，峰值电流模式控制背后的想法是控制通过功率级电感的平均电流，从而使它看起来像是一个去 除了双极的电流源，而该双极出现在输出电容(COUT)和功率级电感(LOUT)的交互作用之间。图3 显示了这种模型的控制结构图。Gcof)=PWM图3将电感建模为一个电流源的峰值电流模式控制图2的简化控制输出传输(GCO(f)函数表示如下
3、。其中，(a)为变压器匝数比，而RLOAD为转 换器输出负载阻抗。COUT为转换器输出滤波器电容，而RESR为COUT的等效串联电阻。由该控 制输出传输函数，您会看到COUT和RESR交互作用之间有一个零点，并在RLOAD和COUT交 互作用之间有一个极点。=畑存角速度为频率的函数合 (f、已兀 OUT _ dRjXUP (3(/)尺凸卫:CqlT + 1 丿 Cg 艮g (匹门沫g庐5据斗1)随着时间的流逝，工程师在使用峰值电流模式控制时发现了一个大约在半开关频率(fs)出现的 GCO(f)双极(fPP)。下列方程式描述了峰值电流模式正向转换器的GCO(f)，包括fPP的影响。请 注意，如果
4、您使用网络分析仪对正向转换器进行分析时，您会发现这种传输函数并没有精确地匹配模 型描述情况。由于RESR和COUT交互作用出现的零位(FZCO)随负载移动。fPP出现在略微超出 半开关频率时。在没有一个精确模型的情况下，您到底会如何对电压环路进行补偿呢？您可以循规蹈 矩，遵循其他工程师已使用多年的老办法。也就是使用一个网络分析仪，根据测得的GCO(f)来补偿 电压环路，并遵循一些简单原则来获得稳定性(本文将有所介绍)。耳汉尺询如 (宫 x尺已駅 xCq口r+1)冥Sffi尺田rat (S x RCOUT 十 1$斜率补偿人们在峰值电流模式控制转换器中发现，存在占空比突然改变引起的次谐波振荡。这
5、是因为由于控制 电压(VC)无法足够快地校正占空比改变，因而占空比改变便会导致平均输出电流(IOUT1, IOUT2) 误差。为对这一误差进行校正，人们设计了一种的被称作斜率补偿的方法。这种方法将三角电压波形 添加到电流感应信号(V2=VSLOPE+VRSENSE),该信号强制平均输出电流不随占空比改变而变化。 更多详情，请参见图4。Vcloun = lourzIf Slpe Compensation i& Not Usd a Slight Change in Duty Cycle tan Cause an Error in Average Output Current Which car 尺
6、 sut in Sub H-araiQulcOsci I aliensSlop& Compensation Corrects for Errors in Average Output Current Caused by Changes in Duty Cycle nd Removes Sub HarmonSc OscillationsICHJHWVrbPWM OscilJalor Vrahp/WAVrs.ENSE PEAK = Vc - VsLWE.LcmjtMinimum DIlqpt at Ma3imunri DVrsense_peah VeRb；十 RfifrjsV- Wraw X& 尿
7、电;)VSJLH-.UCC28950 PWMI tour at Miniimum DIlOut at Maximum D人们在峰值电流模式控制转换器中发现存，在占空比突然改变引起的次谐波振荡这。是因为由于控制 电压(VC)无法足够快地校正占空比改变，因而占空比改变便会导致平均输出电流OUT1, IOUT2) 误差。为对这一误差进行校正，人们设计了一种的被称作斜率补偿的方法。这种方法将三 角电压波形添加到电流感应信号(V2=VSLOPE+VRSENSEJ该信号强制平均输出电流不随占空比 改变而变化。更多详情，请参见图4。建立峰值电流模式控制的控制环路过程中，最重要的步骤之一是正确地添加斜率补偿到
8、电流感应信号 (VRSENSE)。如果您不使用斜率补偿，则您会一直同次谐波振荡纠缠不休，即使您的网络分析仪显示 环路应该稳定了。如果您添加很多斜率补偿，则转换器会工作在电压模式控制模式下且运行不正常， 也可能会不稳定。一般来说，将等于1/2输出电感电流(dlLOUT)下斜坡斜率的斜率补偿(VSLOPE) 添加到电流感应信号有助于确保稳定性。下列方程式计算了图2所示峰值电流模式正向控制转换器 的斜率补偿(VSLOPE)。其中，dlLOUT为电感纹波电流变化，而VOUT为输出电压。LOUT为输出 滤波器电感，而D为转换器占空比。变量fs为转换器开关频率。刃 _匸x也二兀/1 -D I如果您的设计使
9、用了变压器，则主绕组磁化电感(LM)引起的变压器主磁化电流(dILM)会增加一些 斜率补偿，在添加斜率补偿时需考虑这种补偿。为了确保转换器未工作在电压模式控制下，建议您为 设计选择的变压器具有小于二分之一反射输出电感电流下斜坡斜率(dlLOUT)的dILM。可利用下列 方程式，为图1-2所示正向转换器选择正确的斜率补偿数。U 虫Lqut X 0-吉实现稳定性的一般原则在电源控制环路(TV(f)中，当环路为180度相位差时，其相当于交换反馈网络(GC(f)所用运算 放大器的输入极性。如果这种情况出现在反馈环路有一个环路增益时的电压环路交叉，则其会变得不 稳定并突然开始振荡。为了保证不出现这种情况
10、，我们一般在电压环路交叉设计TV(f) 45度的相位 裕量(PM)。在大多数开关模式电源中，控制环路最终都会接近180度相移。为了确保其不会导致 环路不稳定性，我们一般针对大于6 dB的增益裕量(GM)来设计，以确保TV(f)为180度相差时 控制信号衰减。评估控制环路(TV(f)时，相位裕量可读作交叉期间的相位量。增益裕量可通过传统 方法计算得到，环路为180度相位差时，dB增益为0 dB。增益及相位裕量原则是卓越控制环路设 计的一个重要内容。1. 电压环路交叉时PM 45度a.环路增益(TV(f)振幅为1，0 dB时。2. GM=0dB-180度相移时的增益 6 dB电压环路交叉TV(f)
11、应在何处根据尼奎斯特(Nyquist)定理，要获得电压环路稳定，交叉频率(fc)需小于二分之一转换器开关频 率(。在峰值电流模式控制中，电压环路应在GCO(f)中出现的双极点以前在十倍速频程(decade)范围内 交叉。根据所用拓扑，该双极可能出现在二分之一开关频率以下。使用网络分析仪，让设计人员可以准确地知道双极点出现的位置。使用网络分析仪测量GCO(f)即使您拥有一个较好的控制模型来输出传输函数，您最终也要根据网络分析仪的测量结果来修改控制 环路。通过一开始便将电压放大器网络(GC(f)用作一个积分电路可以更容易地补偿电压，然后测量 实际GCO(f)特性。通过设置图1-2所示电容CP为1u
12、F来测量GCO(f)并且不填入RF和CZ 可以实现这个目标。该环路不会得到优化，同时应该缓慢地调节输入电压和负载电流来避免出现振荡。 下列2幅图(图5-6)显示了使用TI新型UCC28950二次侧控制器的600W峰值电流模式相移 全桥转换器的测得增益和相位，其不需要光隔离器和单独电压反馈放大器(TL431),从而使电压环路 更容易补偿。GCO(f)比上面介绍的要更加复杂，您可能要花费数小时才能得到一个准确建模测得结果的传输函数； 然而，一旦利用网络分析仪获得实际频率响应数据以后，便不必对环路进行补偿。从下面几幅图，可 以看到COUT和RLOAD交互作用的低频极点(fPCO)随输出功率改变而移动
13、。COUT和RESR交 互作用引起GCO(f)的零点也随负载而移动。该转换器GCO(f)的fPP出现在约60 kHz处。请注意，GCO(f)的设置应在约6 kHz出现的双极点之前的十倍频程交叉电压环路(TV(f)。1010= kHz设置GC(f)要求知道交叉处的最高GCO(fC)增益。从测得的GCO(f)可知其出现在60W负载时, 约为-10dB。%(小一1廖Control to Output Gain of Gco(f)Gain BOW翻in 60QWa10oGfSkHz-IOdBa lj 计100Ik1 轟WOK(Hz)图 5 以 dB 为单位的增益 GCO(f)Control to Ou
14、tput Phase of Gco(f)F纳 uElriFty (Hz)图 6 相位 GCO(f)设置电压放大器(GC(f)一种更为流行的峰值电流模式控制补偿方法是图2-3所示的2类补偿器。下列方程式描述了该传输 函数。它有一个最初便出现的极点。2类放大器也有一个零点(fZ),其可以通过选择RF和CZ值 来进行编程。2类补偿网络也有一个可以通过选择RF和CP来编程的极点(fP)。根据DC输出电压来选择电阻器RI和RA，同时在环路交叉设置电阻器RF,以校正GCO(fc)的增 益。该功率转换器中，RI设置为9.09 k欧姆。在约6 kHz下交叉电压环路要求RF电阻器值为28.7 k欧姆。尺丁二召
15、幻0 加 =9.09x10 ”禺2&7比设置电容CZ以获得更多的交叉相位裕量，其可以被设置为交叉频率(fC)以下十倍频程。就本设计而言，CZ使用了 10nF的标准电容值。这样便给Gc(f)反馈电路设置了一个极点，用于抵消fC以后Gco(f)中输出电容ESR带来的相位 增益。这有助于维持稳定性，从而确保电压环路交叉以后增益不断滚降。为了确保在双极点频率之前增益滚降，需将补偿器极点频率设置为两倍交叉频率。为了对这种电压环 路进行补偿，CP需使用标准的680pF电容。fP=2fc =nkHzCP使用标准的470 pF电容。CP=AlpF给GC(f)选择补偿元件以后，使用网络分析仪仔细检查电压环路，并在需要的情况下对其进行调节。 利用下列几幅图和网络分析仪在60W和600W下测量电压环路TV(f)。这些图显示，电压环路在600W负载约3.8 kHz处交叉(fC),并具有110度交叉相位裕量。60W负载时，TV(f)约在5 kHz 处交叉，且具有45度以上的fC相位裕量。10%负载的电压环路在低于设计目标的1 kHz处交叉。 然而，环路
