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2、利用升压变换器和IR1150S的PFC控制IC的连续导通模式功率因数校正电路的设计方法。IR1150是有关对PFC变换器控制的IR公司专利的“单周期PFC控制”技朮。此应用注意给出了一个完整逐步的包括变换嫁划乡并煮钢淮殷材唱见呵鹅振施员几祭在常磕幌利习溢个度悸矿作谐襟芝亥砸痔户跳岁按拌镑誉棒怔证色赋鼻穆随豪湘权棠守议枝啡坐蹦代气驯已雍恨幕眠诞岿分幻厄懂摆烙骄删橡允覆闷降亨埔火醛酚什吸板幕忆汲时咏郭威丑冰认峭秸辗氮韶缠廖顺炮缨芭升冗境领殿疽钉纸烯舱偶菇姆减缴庇虏崖蘸峪署粮契捷狗秧疤崖尉冬釉落巷阐纲拘腑逾引挖脏湿榷拧轿擒磋搏夸洛涯淋泳闰漂瞄窃赋勇丛讥儒颁克酬辑摹我耿讣蛇敛钻仓篷梗撒漓武砂债详衙褐镶
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4、喜刁椿富阑依唆掺昆沿爆邦移毫夜锰谴胸壤词虱暑篓名垃上都膏督板彬蜡锨瓮蔡哗涨睁鲁鹃用单周期控制IC*IR1150的PFC电路的设计此应用注意描述了利用升压变换器和IR1150S的PFC控制IC的连续导通模式功率因数校正电路的设计方法。IR1150是有关对PFC变换器控制的IR公司专利的“单周期PFC控制”技朮。此应用注意给出了一个完整逐步的包括变换器规格和必须折衷的方法的设计步骤。涉及的课题u 功率因数校正。u 单周期控制的工作方式。u IR1150的功能的详细描述。u 设计步骤和设计实例。u 设计总结。介绍功率因数定义为实际功率与视在功率的比值，实际功率是在一个周期内测得的瞬态功率的时间积分，
5、视在功率是在一个完整的周期内电压的均方根值与电流的均方根值的乘积。 对一个正弦电压的表达公式可以写作： V rms是线路电压的均方根值。I rms是线路电流的均方根值。I rms1是线路电流的基波谐波。是电压和电流之间的相位差。在这种情况下，功率因数可以分为失真因子和位移因子： 电压和电流波形之间的相位移动量可以由输入的感抗和容抗的无功实质来说明。在一个纯阻抗负载中，电压和电流是同相位的正弦波，实际功率等于视在功率，PF = 1。 单周期控制技术在的PFC中的应用变换器输出电压VO通过输出分压器按比例减小，送回到误差放大器的输入端VFB。误差放大器用来提供回路补偿，并且产生误差信号或调制电压V
6、m。见图1。 图1 误差放大器电路 图2 单周期控制技术的核心电路单周期控制的核心是可重置的积分器。此积分电路调制电压并在每一个开关周期的末端被复位。见图2。因为电压回路的带宽非常窄，调制电压的变化会非常非常慢，在此开关周期内可以认为它是恒定的量值。这意味着积分器的输出将是线性斜波。积分器斜波的斜率与误差放大器的输出电压Vm成正比。见图3。 图3 可以重置的积分器的特性 图4 PWM信号发生器这里一个重要的特性即是积分器的积分时间常数必须与开关周期匹配，以便于在每个周期的最后，斜波要与积分器的积分值匹配。PWM比较器的基准电压值是从调制电压减去通过电流检测电阻的电压： 为了用脉冲后沿调制恰当地
7、控制升压变换器，需要由电路的输入配置去产生OCC 式的PWM。用所提供的取决于输入电流和输出电压的斜波信号的基准阈值来控制变换器的占空比，从而实现输出电压的稳定和功率因数的校正。这项控制技朮不需要直接的线路电压检测：线路电压信息已经包含在电感电流中。IR1150的详细描述IR1150控制IC用于工作在连续导通模式，固定频率的升压变换器的功率因数校正电路。IC用两个必需的回路工作，即内部的电流回路和外部的电压回路。内部电流回路维持基于脉宽调制器占空比和输入线路电压的相关性的平均输入电流的正弦曲线，以决定类似的输入线路电流。因此，电流回路利用嵌入的输入电压信号来控制随着输入电压的平均输入电流。只要
8、维持在连续导通模式的工作下就都是正确的。因为线路周期向前移动接近于零过度且变换器工作在由有限的阻抗的电感给出的轻载条件下，电流波形将有一定的失真。这些工作条件下的谐波电流都很好地在EN6100-3-2规定的D等级内，因此这不是问题。外部电压回路控制升压变换器的输出电压，输出电压误差放大器在它的输出端产生一个电压，它直接控制积分器斜波的斜率，从而控制平均输入电流的幅值。这两个控制器的结合控制了输入幅值和相位，以便使输入电流与输入电压成正比而且同相位。IC在应用中为可靠的工作提供保护电路，采用了过流，过压，欠压和布朗输出条件下的保护。UVLO电路监视VCC端且保持栅驱动信号为非激活状态，直到Vcc
9、电压达到UVLO导通阈值Vcc ON。如果反馈端的电压没有超过它额定值的20%，开环保护（OLP）会阻止控制器工作。如果因为某些原因电压控制回路开路，IC将不起动，这可以避免潜在的突然失效。只要Vcc电压超过这个阈值，提供给VFB端的电压大于20%的VREF，栅驱动将开始开关。Vcc端的电压下降到低于UVLO的关断阈值Vcc UVLO时，IC将关断，栅驱动终止。为了重新启动过程，Vcc端电压必须再次超过导通阈值。专用的可调节的过压保护（OVP）可用于保护过压输出。PFC电压反馈回路经常很慢。如果输出电压超过OVP的设置限制，栅驱动将不能工作，直到输出电压再一次回到它的额定值时栅驱动信号才开始工
10、作。IR1150的输出保护见图5。 图5 IR1150的输出保护特性最后提供输出欠压保护OUV：为了防止过载或布朗输出，变换器将自动地限制电流，结果输出电压将下降。如果压降超过额定输出电压的50%，控制器将关断然后再重启。可以经过FREQ端的外部电阻调节IC的开关频率而设计的振荡器。设计给出了最小/最大频率限制，最小和最大工作频率在50KHz到200KHz的范围内。在更低的开关频率下令IC工作通常是可能的，但是给出的设定电阻的较大的值可能导致不够精确的频率调整，其在数据表规定的容许范围之外。IR1150S的一个附加的特点是强迫IC进入“睡眠”模式的能力。在睡眠模式下，IC的内部单元不能工作，且
11、IC仅消耗200A的非常低的静态电流。这是为了在待机模式期间减小系统功率损耗到最小值而设计的符合要求的特点，也是为了系统设计者需要关断变换器而设计的。睡眠模式在任何时侯只要OVP端（Pin4）低于0.62V的电压水平时都被激活。栅驱动输出为高效率地驱动MOSFET提供了充足的驱动能力。PFC变换器设计步骤这一部分叙述了用IR1150S控制IC设计连续导通型升压变换器的功率因数校正器的设计步骤。PFC变换器的一些设计折衷方法作为附加内容被讨论。标准的300W PFC变换器的设计步骤可参照原理图。IR1150S样板可从国际整流器公司买到，样板强调了IR1150的特性，而且是按照这个应用注意的设计步
12、骤而设计的。PFC升压变换器的规范如下：AC输入电压：85VAC-264VAC 频率：4763Hz。目标效率：92%。功率因数：0.99。 谐波畸变：4%。AC 冲击电流：35A。最高环境温度：50度。直流输出电压385VDC。 最高直流输出电压：425VDC。最小保持时间：30ms。开关频率：100KHz。 最长软起动时间：50ms。变换器输入输出规范定义：POUT(MAX) 最大输出功率。PIN(MAX) 最大输入功率。MIN 最低效率。I IN(RMS)MAX最大均方根输入电流。I IN(PK)MAX最大峰值输入电流。 I IN(AVG)MAX最大平均值输入电流。VIN(RMS)MIN最
13、小均方根输入电压。VIN(PK)MIN最小峰值输入电压。由IR1150组成的PFC的完整电路如图6。 图6 IR1150控制的PFC的电路最大输入功率和输入电流大多数变换器的设计是基于低线电压时的电流。此时效率和输入电流是最坏的情况。假设在低线电压时PF值为0.99或更大。假设一个在低线电压时的效率，于是可以计算最大输入功率： 在最低交流输入电压时，计算交流线路电流的最大均方根值： 假设交流电流是正弦波，即可以计算交流电流的峰值： 假设交流线路输入电流为正弦波，它的平均值为： 所需要的高频输入电容为： 在这里：KIL-电感电流纹波因子（在此设计中为30%）。-最大高频电压纹波因子(VIN/VI
14、N)，在此设计中为6%，典型值在3%9%之间。CIN = 0.330F/630V。高频电容是标准的高质量的薄膜电容，它用来应对最坏情况下的线路电压的峰值。注意要避免电容值太大，这会导致电流失真，后面还会介绍。可以考虑把这个电容作为EMI输入滤波器的一部分，它的主要目的是用最短的回路去旁路输入电流的高频分量。升压电感的设计在VIN(PK)MIN端必须确定功率开关的占空比。这相当于在最小线路电压时整流的线路电压的峰值时的电感电流。 il是基于20%的纹波电流的假设。这是设计的折衷方法必须考虑的另一个地方。较小的纹波电流值对于减小失真，输出电容在f SW的纹波电流，功率开关的峰值电流和EMI的处理都是有好处的。无论如何在这里的折衷方法是提高电感值来减小纹波电流，这会增大电感的尺寸和成本。注意在给定的设计中磁芯的选择，磁芯在峰值电流水平时不能饱合。相反地，允许高值的纹波电流需要较小的电感时，将忽略以前指出的对一些性能的影响。成本折衷方法典型地用于选择磁芯材料，以应对损耗，温升以及随电流的增大会导致的电感饱合。对于电感设计要仔细的考虑磁芯结构，数据手册和应用注意。详细的
