《超高频正交馈电RFID读写器天线设计与仿真概要(DOC 18页)》由会员分享，可在线阅读，更多相关《超高频正交馈电RFID读写器天线设计与仿真概要(DOC 18页)（18页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、UHF RFID Reader Orthogonal Feeding Antenna Designand SimulationXin Zhang 1, Lei Li21)School of Information and Communication Engineering, Harbin Engineering University, Harbin, Heilongjiang, China()2)School of Information and Communication Engineering, Harbin Engineering University, Harbin, Heilongj
2、iang, China()AbstractIn this paper, a kind of UHF microstrip antennas using in RFID reader is proposed. To achieve good circular polarization(CP), branch coupler is used to feed the proposed antenna. But as the junction reactance effects, there is deviation between theoretical results and the actual
3、 simulation of branch coupler. This paper corrected this deviation by using the ADS softwares optimization function, and used branch line to match the ports between the branch coupler and the antenna. Simulation results showed that the antenna has a return loss S11 of about 22 dB, S12 of about 28 dB
4、 at 923MHz and good radiation characteristics over the required bandwidth, 920-925 MHz (Chinese UHF RFID band).Keywordsantenna, RFID reader antenna, orthogonal feeding, circular polarization超高频正交馈电RFID读写器天线设计与仿真张昕1 李磊21)哈尔滨工程大学信息与通信工程学院，哈尔滨，黑龙江，中国 2)哈尔滨工程大学信息与通信工程学院，哈尔滨，黑龙江，中国摘 要 基于RFID系统对天线的要求，设计出了
5、一种用于RFID读写器的超高频微带天线。该天线采用较为直接的正交馈电法，利用支线耦合器给微带天线馈电来激励两个振幅相等，相位差为90的简并模，从而实现天线的圆极化辐射。由于节点抗效应等原因，使支线耦合器的理论计算结果与实际仿真有偏差，该论文利用ADS软件的优化功能来修正偏差，并利用分支线匹配法实现支线耦合器与天线之间的端口匹配。经过仿真得出，在923MHz天线的回波损耗S11约为22 dB，S12约为28 dB，同时在920-925 MHz频率范围也得到了较好的天线辐射特性。关键词 天线，RFID读写器天线，正交馈电，圆极化1引言射频识别（Radio Frequency Identity，RF
6、ID）技术是利用无线射频方式进行非接触双向通信，以达到识别目的并交换数据的自动识别技术1。在RFID系统中，天线在实现数据通讯过程中起重要作用，因此天线性能的好坏很大程微带天线作为一维小度上影响着整个RFID系统的性能2。型化天线，以其众所周知的低剖面、重量轻、制造成本低等颇具特色的优点，近年来在RFID天线开发应用中独占特别是高性能圆极化微带天线在当前的应用愈加鳌头36，广泛。双馈点正交馈电是实现圆极化最直接的方式，此方法利用两个馈电点来激励两个极化正交的简并模，并由馈电网络来实现两个简并模振幅相等，相位差为90，以满足微带天线圆极化条件7。作为在微波集成电路中有广泛应用的支线耦合器，尤其是
7、可使功率等分相位相差90的3 dB耦合器，不仅结构简单，而且容易制作89，适用于双馈点微带天线的馈电来实现圆极化。本文根据我国UHF频段射频识别技术应用标准，设计仿真了一种正交馈电圆极化微带天线，工作频率在920925 MHz之间，该天线利用3 dB支线耦合器作为馈电网络来使两个简并模振幅相等，相位差为90，达到了较好的圆极化性能，很好的满足了RFID系统对天线的要求。8-1-4244-9945-8/10/$26.00 2010 IEEE PACIIA2010592支线耦合器的分析与设计支线耦合器由两根平行传输线组成，通过一些分支线实现耦合。支线耦合器的典型结构如图1所示。在中心频率上分支线和
8、传输线的长度都应为四分之一波长，但是由因此，于同一频率下微带线的导引波长g随阻抗不同而异，对介电常数为r =4.2，磁导率Mur=1，厚度H=1.5 mm，金属层电导率cond=5.88e+7，厚度T=0.017 mm，损耗正切tan D=0.003，表面粗糙度Rough=0。利用ADS的微带计算工具LineCalc计算得到主线长度L1=44.46 mm，宽度W1=4.97 mm，分支线长度L2=45.55 mm，宽度W2=2.92 mm。根据计算结果构建原理图，如图2所示。一般情况下图1中的g1/4 g2/4，阻抗越高长度越长。理论上，若支线耦合器的各端口接匹配负载，信号由端口1输入，则在中
9、心频率上端口2（隔离端）将无输出，端口3和端口4输出相位相差90，输出功率由主线和分支线的阻抗大小决定。A4图1 支线耦合器设分支线归一化特性导纳为G，传输线归一化特性导纳为H，利用奇、偶模激励法计算得G=1，H是3 dB支线耦合器各臂归一化导纳值。由此可知，当3 dB耦合时，二分支线的宽度与输入臂相同，而中间连接段宽度增大，其归一化特性阻抗为在上述计算结果中，假定分支线和主线是理想并联的，而实际上在它们的连接处的T型接头具有结电抗效应，即对T型接头的主线和分支线的三个特定参考面来说，接头本身可表示为一个电抗性的三口网络。从等效电路来看，其中包含一些串联电抗、并联电纳或理想变压器等元件。因此，
10、考虑结电抗效应后的耦合器特性参量和理想情况相比有一定的差异，其主要表现为频率的偏移。在实际的设计中，可通过适当选取分支线和连接线的长度及调整线的特性阻抗等方法修正结电抗带来的误差。根据要求的技术指标，为实现微带天线的圆极化，需设计一个中心频率约为922 MHz，带宽为5 MHz的3 dB二分支支线耦合器给天线馈电。本设计利用基于矩量法的ADS(Advanced Design System)软件进行支线耦合器的设计、仿真和优化10。由前面分析可知3 dB支线耦合器各臂归一化导纳值为G=1，HZ0=50 时可推得耦合器主线特性阻抗Z01=50 ，分支线特性阻抗Z02=35.4 。设置微带线参数：基
11、板材料采用环氧基树脂，它的相60图2 3 dB支线耦合器原理图利用ADS进行仿真，结果如图3所示。(a) 端口1的反射系数(b) 端口1到端口2的传输系数(c) 端口1到端口3的传输系数(d) 端口1到端口4的传输系数图3 原始尺寸仿真结果(c) 端口1到端口3的传输系数由图3可见，端口1到端口3以及端口1到端口4都有3 dB左右的衰减，端口1与端口2之间也有较好的隔离度，但是由于结电抗效应，使支线耦合器的中心频率与预期有一定的偏离，因而需要修正。利用ADS的优化功能，对主线长度L1、主线宽度W1、分支线长度L2和分支线宽度W2进行优化，使支线耦合器性能满足要求。优化后得到支线耦合器主线长度L
12、1=44.49 mm，宽度W1=4.89 mm，分支线长度L2=41.48 mm，宽度W2=2.84 mm。优化后原理图的仿真结果如图4所示。(d) 端口1到端口4的传输系数(e) 端口1到端口3的相位变化(a) 端口1的反射系数(f) 端口1到端口4的相位变化 图4 优化后的原理图仿真结果(b) 端口1到端口2的传输系数将原理图生成版图，再进行版图仿真。由于版图仿真是采用矩量法直接对电磁场进行计算，因此所得结果比原理图准确。仿真结果如图5所示。61(a) 端口1的反射系数(b) 端口1到端口2的传输系数(c) 端口1到端口3的传输系数(d) 端口1到端口4的传输系数(e) 端口1到端口3的相
13、位变化(f) 端口1到端口4的相位变化 图5 优化后的版图仿真结果 由图5可见，优化后的3dB支线耦合器中心频率约为922 MHz，在要求的920 MHz925 MHz频带内，S11低于-40 dB，S12低于-45 dB，说明耦合器有很好的端口反射系数和隔离度。S31、S41均约为-3 dB，说明端口3、4输出功率大致相等，且由图5 (e)、(f)可见，两端口相位相差约90，结果较为理想，满足设计要求。 3矩形微带天线的设计 根据技术指标需要设计一矩形微带天线。首先选取基板材料，因基板材料的r和tanD直接影响着微带天线的性能，此外由VSWR2的频带宽度经验公式 f(MHZ)=5.04f2h
14、 (1) 可知，基板厚度与频带宽度成正比。根据上述条件，选取环氧基树脂作为基板材料，其相对介电常数为r=4.2，磁导率Mur=1，厚度h=1.5 mm。 根据传输线理论，矩形微带贴片天线可以看成是一段宽为W、长为L的传输线，矩形微带天线的辐射主要由沿W边的缝隙产生。选取较大的微带天线宽度W对频带宽度、辐射效率和阻抗匹配都有好处。但为了防止高次模产生场的畸变，宽度W不能超过62W=cr+12fr212(2)由图6可见，按照理论公式计算出的天线中心频率比预期小，所以设计天线时，需要适当减小理论计算出的天线尺寸，以增大天线中心频率。而且天线反射系数较大且带宽较窄，不满足设计要求，需要进行优化和端口阻
15、抗匹配。根据式(1)可知，增加基板厚度能够增大微带天线带宽，但是基板受激励可能导引表面波，基板电厚度越大，表面波的激励现象越明显。经过多次试验，选取基板厚度h=8 mm。重新计算天线尺寸，并利用分支线匹配法进行端口阻抗匹配，电路如图7所示。矩形微带天线的长度L在理论上近似为0.5g，但工程上由于边缘场的影响，L一般应取为L=0.5g2L(3)g=，0为空气中的波长(e+0.3)W+0.264L (4) =0.412Wh(e0.258)+0.8()e经验公式为e=(r+1)(r1)2+210h1+ (5) W12按照要求的技术指标，可求得微带天线尺寸为WL=79.2 mm。天线采用侧馈电方式，馈电微带线宽度为5 mm。求得天线和基板的参数后，利用ADS进行计算仿真，结果如图6所示。图7 端口匹配电路经过优化和匹配后，得到天线尺寸W=L=76.8 m
