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1、光伏并网发电模拟装置摘要：本系统使用PWM控制器IR2112驱动四个IRF630组成的H桥，再通过LC滤波器实现直流到交流的逆变。整个变换器由C8051F330型单片机作为控制核心，通过对输出电压和频率的采样实现频率跟踪和最大功率点跟踪功能。DC-AC变换器的效率达到72%还实现了输入欠压和输出欠流保护功能。完成了基本部分要求。实际表明该设计方案结构简单、功耗低、动态性能好。关键词：SPWM C8051F330 IR2112 H桥Abstract: This system uses the PWM controller IR2112 driver H-bridge consisting of
2、four IRF630, and then had LC filter to achieve the same DC to AC inverter. The converter from the C8051F330 MCU type as the control core, by sampling the output voltage and frequency to achieve frequency tracking and maximum power point tracking. DC-AC converter efficiency 72%，also achieved due to t
3、he input voltage and output current protection. The completion of the basic part of our request. Actually shows that the design of simple structure, low power consumption, good dynamic performance. Key words: SPWM C8051F330 IR2112 H-bridge一、系统方案选择与论证1. 主回路拓扑结构方案选择与论证方案一：推挽式拓扑结构推挽式逆变电路的拓朴结构如图1.1所示图1.
4、1 推挽式逆变电路推挽式方波逆变器的电路拓朴结构简单，两个功率管可共地驱动，但功率管承受开关电压为2 倍的直流电压，因此适合应用于直流母线电压较低的场合。另外，变压器的利用率较低，驱动感性负载困难。 方案二：半桥式拓扑结构半桥式逆变电路的拓朴结构如图1.2 所示：图1.2半桥式逆变电路半桥型逆变电路结构简单，由于两只串联电容的作用，不会产生磁偏或直流分量，非常适合后级带动变压器负载，当该电路工作在工频（50 或者60HZ）时，电容必须选取较大的容量，使电路的成本上升，因此该电路主要用于高频逆变场合。方案三：全桥式拓扑结构单相全桥逆变电路也称“H 桥”电路，其电路拓朴结构如图1.3 所示：由两个
5、半桥电路组成.功率开关元件Q1 与Q4 互补，Q2 与Q3 互补，当Q1 与Q3 同时导通时，负载电压U0= +Ud；当Q2 与Q4 同时悼通时，负载两端U0= -Ud，Q1 Q3 和Q2 Q4 轮流导通，负载两端就得到交流电能。图1.3单相全桥式逆变电路综合上述，本系统选择方案三。2. PWM控制芯片的选择方案一:TL494。TL494内有两个误差信号比较器，能同时实现电压模式和电流模式控制，但在本系统中不能发挥这一优势，且没有外部强制封锁端，不便于实现过压过流保护。方案二:SG3524。SG3524具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级，具有欠压保护和外部封锁功能，能方便地实现过压过流保护，
6、能输出两路波形一致、相位差为180的PWM信号，有效地减少输出电流的纹波，适合于推挽拓扑电路。方案三:IR2112。IR2112是一种性能比较优良的PWM驱动集成芯片。具有独立的低端和高端输入通道，无需扩展可直接用于小功率的变换器中，其内部高侧和低侧通道分别有欠压封锁保护功能。考虑到系统已经选用全桥式拓扑电路，而且要求有欠压和过流保护，我们选择IR2112作为SPWM信号控制芯片，内部具有过流检测端和自动封锁端，配合软件不需要搭建复杂的保护电路，还可以具有自恢复功能。二、主要硬件电路设计和参数计算1. 单片机控制电路的设计使用C8051F330型单片机，其有丰富的内部资源，包括本次设计用到的A
7、D、DA和丰富的I/O口资源。用来采样输入输出电压电流值，控制输出电压具有频率跟踪和最大频率点跟踪功能，同时控制驱动电路。具体硬件电路见附录图1.2. 输入整流滤波稳压电路设计为滤除交流电源线上的外来干扰，同时能避免向外界发出噪声。在电源的输入端加了EMI滤波器。采用全桥整流和滤波电路，对经过220V16V交流变压器的交流信号进行处理，最后得到稳定的+15V和+5V。分别供给IR2110和单片机使用。如图2.2所示： 图2.1输入整流滤波稳压电路3.驱动电路 图2.2主拓扑回路电路图驱动电路采用2片IR2112驱动4片MOSFET构成H桥控制电路, IR2112是IR公司生产的高压,高速的功率
8、MOSFET, IGBT专用驱动芯片,具有独立的高、低端输出双通道。门电压需求在1020 V范围,悬浮通道用于驱动MOSFET的高压端电压可以达到500 V. MOSFET选用IRF630,其最大工作电压为100 V, 最大电流为28 A。如图2.3所示：其中C1,D1分别为自举电容和自举二极管,C2为VCC的滤波电容.假定在S1关断期间C1已经充到足够的电压(VC1 VCC). 当HIN2为高电平时:Q1开通Q2关断,VC1加到Q1的栅极和源极之间,C1通过VM1,Rg1和栅极和源极形成回路放电,这时C1就相当于一个电压源,从而使Q1导通.由于LIN与HIN是一对互补输入信号,所以此时LIN
9、为低电平,Q3关断Q4导通,这时聚集在Q2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电,由于死区时间影响使Q2在Q1开通之前迅速关断。当HIN2为低电平时Q1关断,Q2导通,这时聚集在Q1栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使Q1关断.经过短暂的死区时间LIN为高平,Q3导通,Q4关断使VCC经过Rg2和Q2的栅极和源极形成回路,使Q2开通.在此同时VCC经自举二极管1N5822，C1和Q2形成回路,对C1进行充电,迅速为C1补充能量,如此循环反复4.输出滤波电路的设计输出滤波电路采用常K 型型低通滤波器，如图所示：由于 具有阻抗平方量纲，即 式2.1式中Lf 滤波电感；Cf 滤波
10、电容；R标称特性阻抗型滤波器的传通条件为： , 式2.2低通滤波器的截止频率 f c为 式2.3理论上可将C f 定在11 次谐波频率左右，从而只需很小的Lf 与Cf 值。然而最低次谐波的理论计算值只能作为参考；由于变压器绕制的偏差、功率晶体管动态压降或饱和压降不一致以及各种非线性因素，实际电路中往往具有较高的二次与三次谐波电压，故实际滤波器C f 的选取有时要低到三次或二次谐波频率才能得到较好的正弦波形. 当输出电压基波频率为50HZ 时，C f 通常选在100400HZ 左右.且Fc越低，谐波频率处的衰耗将增大，可得到较好的正弦波。又因为在通带内，只有当负载电阻RL 等于特性阻抗（电阻性）
11、时才能使衰耗真正为零.经计算知R=（0.50.8）RL，RL为变压器原边的输入阻抗。 RL=4 式四已知负载电阻为3036。联立式一、二、三、四，得Cf4.1UF,故选取Cf=6.8UF/250V， Lf=27.2mH.5.工频变压器的设计 输入电压UINM为18V，输出电压UOUTM 为36V，输出电流要求能够达到3A，具体设计过程为:(1)由PQ磁芯的最大传输功率关系可知，至少需要PQ2620型的磁芯。由于题目中并没有体积要求，为了使最大传输效率达到最佳效果，选用了PQ4040型磁芯。绕线窗口面积,其中P=50W，得P=10.6，其每伏输入电压对应的线圈匝数，其中，算得T=5.35.5,取
12、每伏输入电压对应的5.5匝线圈.(2)原边线圈的匝数 A1=5.5*18=99匝(3)副边线圈的匝数A2=5.5*36=199匝经过反复调试我们最终设计的工频变压器初级线圈用1.2mm的铜线绕了99匝，次级线圈用0.8mm的铜线绕了199匝.反馈线圈采样0.2mm的铜线绕了9匝.6. 保护电路的设计T1R730/30WR81/1WDS11N5822C70.01R91MP0.6 图2.3过流保护电路本系统设计了过流保护，而且有自恢复功能。过流保护是采用在Rs上采样电压，通过Ds1和R9、C7把电压的峰值送给单片机.当单片机检测到输出电流超过1.5A时，向IR2112发出过流信号，送至电流检测端，
13、然后IR2112停止工作，使输出回路断开，达到过流保护。欠压保护：输入欠压保护功能通过采集输入电压 Ud，通过 单片机C8051f330芯片处理后，控制 MOSFET 状态来实现。如图 39 所示，POSETIVE 和 COM 分别为输入直流电压 Ud 的正负极端，经测量电阻 R19和 R20 分压和低通滤波器滤波后送入 中段口。7.频率跟踪电路T1R101KD21N4007D31N400732184U3ALM393+5V+5VR1110KP0.1图2.4 频率跟踪电路当参考信号UREF在给定范围内变化时,若Uf的频率不等于Uref，Uf通过D2,D3和电压比较器LM393将电平的翻转情况通过
14、P0.1送给单片机，进而调整输出SPWM脉宽，使得Uf=Uref。三、软件设计1 程序算法：采用单片机C8051F330的I/ O 端口P 0.2 输出SPWM信号，P0.3输出控制信号,加上与非门74LS00和反向器74LS04,输出如同所示的四路SPWM波形，通过IR2112驱动有四个IRF630组成的H桥。图3.1 输出PWM波形图采用不断改变定时器值来实现对中断来临时间的调整,从而调整高低电平的输出时间,实现占空比的变化通过控制芯片计算每个开关周期下的PWM 脉宽,使每一载波周期内逆变器输出脉冲的面积和在同一载波周期内希望得到的正弦波的面积相等。如图3.2所示。 图3.2用SPWM代替
15、正弦半波假设希望得到的输出正弦电压为 式3.1式中Um 为正弦波幅值, 从ta 到t b 区间的正弦波面积为 式3.2逆变器直流环节的电压为Ud , ta 到t b 区间的脉冲宽度为W ,则有 式3.3所以每个区间里的脉冲宽度为 式3.42 软件流程图程序初始化开 始启动AD转换欠压、过流关总中断跟踪频率改变PWM脉宽图3.3软件流程图四、 系统测试及结果分析1. 测试仪器TPR3003-3C稳压稳流电源 ADS1602C数字示波器三位半数字万用表 交流调压器2. 测试步骤(1) 最大功率点跟踪:RS和RL在给定范围内变化是，用单片机采样DC-AC变换器的输入电压Ud，若Ud不等与1/2Us，则调整SPWM的脉宽。使.(2) 频率跟踪：当fREF在给定范围内变化时，用单片机采样正弦参考信号Uref，若fF=f
