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1、BUCK电路下面分析开关管导通与截至的情况与输出电压的关系，以及电感电流连续状态下器件的选择。设为输入电压，为输出电压，为负载电流，电感量为L，开关频率为48KHz ，开关周期为，导通时间为=,断开时间为，开关管导通时间为，开关管截止时间;1，称为导通时间占空比，为截止时间占空比，很明显+=1。在输入输出不变的前提下，当开关管导通时，电感电流平均值,电感电流线性上升增量为 式（4.1）当开关管截止时，电感电流增量为 式（4.2）由于稳态时这两个电流变化量相等，即，所以 式（4.3）又因为+=1整理得 式（4.4）这表明，输出电压随占空比而变化，由于1，故ILIMIT时，过电流比较器就输出高电平
2、，依次经过触发器、主控门和驱动级，将MOSFET关断，起到过电流保护作用。- 电源启动时，连接在漏极和源极之间的内部高压电流源向控制极充电，在RE两端产生压降，经RC滤波后，输入到PWM比较器的同相端，与振荡器产生的锯齿波电压相比。较，产生脉宽调制信号并驱动MOSFET管，因而可通过控制极外接的电容充电过程来实现电路的软启动。当控制极电压Uc达到5.8V时，内部高压电流源关闭，此时由反馈控制电流向Uc供电。在正常工作阶段，由外界电路构成电压负反馈控制环，调节输出级MOSFET的占空比以实现稳压。当输出电压升高时，Uc升高，采样电阻RE上的误差电压亦升高。而在与锯齿波比较后，将使输出电压的占空比
3、减小，从而使开关电源的电压减小。当控制极电压低于4.8V时，MOSFET管关闭，控制电路处于小电流等待状态，内部高压电流源重新接通并向Uc充电，其关断/自动复位滞回比较器可使Uc保持在4.85.8V之间。当开关电源的负载很轻时，能自动将开关频率从132kHz降低到30kHz(半频模式下则由66kHz降至15kHz)，可降低开关损耗，进一步提高电源效率。当电源输入交流85265V时，交流电压U依次经过电磁干扰(EMI)滤波器(C1，L1)、输入整流滤波器(KBL406G，C2)获得直流高压UI。UI经过R1接L端，能使极限电流随UI升高而降低。它使用C3，VD型漏极钳位二极管P6KE200A和阻
4、断二极管D1，以替代价格较高的TVS(瞬态电压抑制器)，用于吸收在TOP247Y关断时由高频变压器漏感产生的尖峰电压，对漏极起到保护作用。次级电压经过整流、滤波后获得多路输出。其中15V电源输出所用的是快速恢复二极管，其他输出用的二极管是肖特基二极管，其目的是减少整流管的损耗。- 该电源采用3枚芯片，包括TOP247Y(U1)、光耦合器LTV817。A， 以及可调式精密并联稳压管LM431。为减小高频变压器体积和增强磁场耦合程度，次级绕组采用了堆叠式绕法。其稳压原理为，U=UR4+UZ+ULM431。当U发生变化时，如U增加时，流过光耦的电流增大，光耦输出的电流随着增大，流经TOP247Y控制
5、端的电流增加，而占空比则减小，从而U下降，这样达到稳压的目的，反之U减小时也有相同的原理。- 可调精密稳压管LM431的内部参考电压为2.495V，输出电压经电位器和R7分压，可调电压在2.5V(基准值)至37V(最大值)之间。R6和C18构成LM431的频率补偿网络。C19为软启动电容。除5V电压外，其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数比来确定。R9R12是15V输出的假负载，它能降低该路的空载及轻载电压。- 另外，为了尽可能减少电磁干扰，在开关电源的输入侧接入共模扼流圈，可以明显改善电磁噪声。而安全电容C6能滤除一次、二次绕组耦合电容产生的共模干扰，电容C1可滤除电网线之间的
6、串模干扰。开关二极管: 1N4148 1N4150 1N4448快恢复二极管: FR101FR107 50V1000/1.0A可调电压基准电路: LM431高效光电耦合器: PC817 PC827 PC837 PC847脉宽调制PWM控制电路: TL494PWM Switch: TOP100TOP104 TOP200TOP204 TOP214 TOP209/TOP210 TOP247电流控制型脉宽调制芯片: UC3842开关管型号MOS FET IRFSZ24A 60V,14A TO-220FMOS FET IRFSZ34A 60V,20A TO-220FMOS FET IRFR214A 250V,2.2A D-PAKMOS FET IRFR220A 200V,4.6A D-PAKMOS FET IRFR224A 250V,3.8A D-PAK
