《电气控制系统课程设计论文基于UC3855A软开关功率因数校正电路设计》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电气控制系统课程设计论文基于UC3855A软开关功率因数校正电路设计（24页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、序号：23电气控制系统课程设计(论文)题 目：基于UC3855A软开关功率因数校正电路设计指导老师： 院 系： 信息与通信工程学院 专 业： 自动化 班 级： 0 8 自动化 学生姓名: 学 号: 2011.12.161. 引言本设计的目的在于实现软开关的功率因数校正（PFC），功率因数校正控制芯片UC3855的校正原理及应用电路的设计，各个参数的计算。掌握Matlab的电力电子仿真。2. 方案的实现与论证2.1 软开关简介 通过在开关过程前后引入谐振，使开关开通前电压先降到零，关断前电流先降到零，就可以消除开关过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而减小甚至消除开关损耗。同时谐振过程限
2、制了开关过程中电压和电流的变化率，使得开关噪声也显著减小，这样的电路被称为软开关电路，开关过程被称为软开关。其工作过程如图1所示，显然，由于电压电流没有重叠过程，因而不会消耗功率。 图1 软开关工作过程使开关开通前其两端电压为零，则开关开通时就不会产生耗损和噪声，这种开通方式称为零电压开通。是开关关断前其电流为零，则开关关断时也不会产生耗损和噪声，这种关断方式称为零电流关断。与开关并联的电容能使开关关断后电压上升延缓，降低关断损耗，称为零电压关断；与开关串联的电感能使开关开通后电流上升延缓，降低开通损耗，称为零电流开通，但是利用并联电容实现零电压关断和利用串联电感实现零电流开通一般会造成总损耗
3、增加、关断过电压增大等负面影响，因而没有实际应用价值1。因此通常情况下零电压开关是指零电压开通，零电流开关是指零电流关断。软开关电路分成准振谐电路、零开关PWM电路和零转换PWM电路。各种电路的具体分析过程可参考文献1,2。2.2功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）设计2.2.1 PFC原简介PFC是在20世纪80年代发展起来的一项新技术，其背景源于离线开关电源的迅速发展和荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC电路的作用不仅仅是提高线路或系统的功率因数，更重要的是可以解决电磁干扰(Electro Magnetic Interference ，EMI)和电磁兼容
4、(Electro Magnetic Compatibility ，EMC)问题。随着电子技术的发展，各种办公自动化设备、家用电器、计算机等大量使用，这些设备内部都需要一个将市电转化为直流的电源部分，在转换过程中由于一些非线性元件的存在，导致输入电流、 电压虽然是正弦波形的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐波，不但降低了输入电路功率因数，也会对公共电力系统产生污染3。近年来开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数
5、码产品和仪器类等领域，可以说开关电源是电网最主要的谐波源之一。多数开关电源是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是二级管或晶闸管组成的一个非线性电路，会在电网中产生大量电流谐波和无用功功率而污染电网，使功率因素降低，一般仅为0.450.75，且其无功分量基本上为高次谐波。为此许多国家制定了技术标准，限制用电电气设备产生的最大谐波电流。可见消除谐波电流提高功率因数意义重大。在整流输出电路后面采用功率因素校正能有效解决上述问题，实现各种电源装置网侧电流正弦化，使功率因素接近于1，并且极大地减少谐波电流，消除无功损耗。导致功率因数降低的原因有两个，一个是线路电压与电流之间的相位差（称为相位角），另
6、一个是电流或电压的波形失真。由于常规整流装置使用非线性器件（如晶体管、二极管等），整流器件的导通角小于180，从而产生大量谐波电流，而谐波电流不做功，只有基波电流成分做功，因此功率因素主要受相位角影响。对于相控整流电路，提高功率因数的措施，一般是在负载端添加一个性质相反的电抗元件，如电网呈电感性，通常采用电容补偿法，最简单的方法就是在电感性负载的两端并联电容器。对于开关整流电路，不良功率因数主要源于电流波形的畸变，需要在电路整流后加入功率因数校正变换电路。常规的开关电源都是采用桥式整流和大容量电容滤波电路来实现AC-DC转换的,如图2 所示。由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压出现略
7、呈锯齿波的纹波。滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值(纹波峰值)相差并不多。根据桥式整流二极管的单向导电性，只有在AC线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。也就是说，在AC线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通。虽然AC输入电压仍大体保持正弦波波形，但AC输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，其结果可由如图3 所示的Matlab仿真图形验证。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因数严重下降。 图2 整流电路 (a)(b) (c) 图3 仿真电路图 （a）电
8、路图 (b)输入电压输入电流波形 （c）输出电压波形2.2.2 PFC原理功率因数（PF）是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值，即 （1）式中：为输入电流式中失真系数 为有效值，I1, ，In为输入电流的基波与各次谐波分量总谐波失真系数公式为 ，于是 即 PFC方案是针对非正弦电流波形而采取的提高线路功率因数、迫使AC线路电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并使电流与电压保持同相位，使系统呈纯电阻性的技术措施。PFC的基本目的在于使电流，电压波形相同且相位一致。为提高线路功率因数，抑制电流波形失真，必须采用PFC措施。PFC分无源和有源两种类型。无源PFC电路利用电感和电容组成滤波
9、器，将输入电流进行相移及整形，以使功率因数提高，但这种方法的电路体积庞大、笨重，难以实现高功率因数。目前流行的是有源PFC技术。有源PFC技术分为两类：一类是由有源开关、电感L及控制电路组成的有源PFC电路，这种电路工作频率低，电感体积大，因而应用很少；另一类是高频有源PFC电路，也就是现在通常所说的有源PFC。高频有源PFC（下文简称为APFC）电路由DC/DC变换器组成。工作原理是：输入交流电压信号经取样后与误差放大器输出相乘，产生PWM驱动信号，控制开关管的导通与截止。开关导通时，二极管截止；开关管截止时，二极管导通。二极管导通时，电流向滤波电容充电，在交流电压的半周期内，电感L的高频振
10、荡电流频率是不断变化的，但峰值电流的包络曲线时刻跟踪交流电压的变化，L的平均电流在开关周期很小时接近正弦波形。高频有源PFC电路相当复杂，但半导体技术的发展为该技术的应用奠定了基础。基于功率因数控制IC的有源PFC电路组成一个DC-DC升压变换器，这种PFC升压变换器被置于桥式整流器和一只高压输出电容之间，也称作有源PFC预调节器。有源PFC变换器后面跟随电子镇流器的半桥逆变器或开关电源的DC-DC变换器。有源PFC变换器之所以几乎全部采用升压型式，主要是在输出功率一定时有较小的输出电流，从而可减小输出电容器的容量和体积，同时也可减小升压电感元件的绕组线径。PFC变换器有不同的分类方法。按通过
11、升压电感元件电流的控制方式来分，主要有电感电流连续的乘法器控制即连续导通模式(CCM)、电感电流不连续的电压跟踪控制即不连续导通模式(DCM)及介于CCM与DCM之间的临界或过渡导通模式(TCM)三种类型。CCM因反馈电流的不同可分为峰值电流控制、平均电流控制和电流滞环控制。不论是哪一种类型的PFC升压变换器，都要求其DC输出电压高于最高AC线路电压的峰值。在通用线路输入下，最高AC线路电压往往达270V，故PFC变换器输出DC电压至少是380V(270V2V)，通常都设置在400V的电平上。工作在CCM的PFC变换器，输出功率达500W以上乃至3kW,在DCM工作的PFC变换器，输出功率大多
12、在60250W。2.2.3 PFC方案选取在PFC校正电路中应用最广泛的是单相Boost 有源功率因数校正（APFC）变换电路，其原理图如4所示。在Boost PFC电路中，最关键的部分是控制系统的设计及控制方式的选取。如图5的Matlab仿真结果所示，当没有加入APFC，只是用一个IGBT代替控制系统时，电路运行稳定后，输入电流虽然比图3的波形好但是仍然有明显的畸变。这是不符合我们的设计要求的。所以需要对其加入APFC环节，这也是本文主要解决的问题。 图4 单相Boost功率因数校正原理图 (a) (b) (c) 图5 单相Boost 功率因数校正仿真 （a）仿真电路图 （b）输入电压、电流
13、波形 （c）输出电压波形CCM是采用乘法器方法来实现有源功率因数校正，而DCM则采用电压跟随器的方法来实现有源功率因数校正。DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其组成的预变换器电路如图6所示，当AC线路电压从零按正弦规律变化时，乘法器输出VMO为比较器建立的门限强迫通过L的峰值电流跟踪AC电压的轨迹。在各个开关周期内电感峰值电流形成的包迹波，正比于AC输入电压的瞬时变化，呈正弦波波形。在两个开关周期之间，有一个电流为零的点，但没有死区时间，从而使AC电流通过桥式整流二极管连续流动(二极管的导通角几乎等于180)，整流平均电流即为AC输人电流(为电感峰值电流的1/2)，呈正弦波波形，且与AC
14、线路电压趋于同相位，因而线路功率因数几乎为1。在DCM下工作的PFC升压变换器相关电压和电流波形如图7所示. 图6 DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其组成的预变换器电路图7 DCM下工作的PFC升压变换器相关电压、电流波形 图8 CCM下工作的PFC升压变换器相关电压、电流波形工作于DCM的PFC升压变换器开关频率不是固定的。在AC输入电压从0增大的峰值时，开关频率逐渐降低。在峰值AC电压附近，开关周期最大，而频率最低。 在连续模式(CCM)下工作的PFC升压变换器采用固定频率高频PWM电流平均技术。这类变换器的开关占空比是变化的，但开关周期相同。通过升压电感器和PFC开关MOSFET的电流在AC线路电压的半周期之内(即0tT/2)，任何时刻都不为0，而是时刻跟踪AC电压的变化轨迹，其平均电流(IAC)呈正弦波形，且与AC电压同相位，如图8所示。工作在CCM下的PFC变换器与DCM的变换器相比，优点有：输入和输出电流波纹小、
