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1、开关电源Bu电路CM及DCM工作模式一、Bk开关型调节器:图1二、CCM及DM定义：、CM(Continuus Conduction Mode)，持续导通模式：在一种开关周期内，电感电流从不会到0。或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0,功率管闭合时,线圈中尚有电流流过。2、DCM,(Dscontiuus Coductio Mde)非持续导通模式:在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被合适地“复位”,即功率开关闭合时,电感电流为零。3、B（dryConuci Mode),边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。控制器总是等
2、电感电流“复位”来激活开关。如果电感值电流高，而截至斜坡相称平,则开关周期延长，因此,BM变化器是可变频率系统。B变换器可以称为临界导通模式或RM（Crtcal oducinMoe）。图通过花电感电流曲线表达了三种不同的工作模式。图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流的平均值,峰值电流与谷值电流之差为纹波电流。三、CM工作模式及特点根据CCM定义,测试出降压变换器工作于持续模式下的波形，如下图所示。图3波形1表达PM图形,将开关触发成导通和截止。当开关W导通时,公共点S/上的电压为Vin。相反，当开关断开时,公共点SW/电压将摆到负，此时电感电流对二极管D提供偏置电流,浮现
3、负降压续流作用。波形3描述了电感两端电压的变化。在平衡点，电感两端的平均电压为0，及S+S20。1面积相应于开关导通时电压与时间的乘积，S面积相应于开关关断时电压与时间的乘积。S1简朴地用矩形高度(-）乘以D,而S也是矩形高度-t乘以（1-）。如果对S1和2求和，然后再整个周期内平均，得到(D(-）-(1-D)）/ =0化简上式可以到CCM的降压DC传递函数：= D =或M= 从上式可以看到是随D(占空比）变化的。抱负状况下,传递特性独立于输出负载。但是书上说这种描述，并不十分精确,具体的待我认真看了再告诉人们。其实我们再看上面最后一种波形，在开关的闭合的时候，SW/点电流波形有个很大的尖峰,
4、我自己有测的是电压波形，用电压芯片ACT4065及AC4065A,如图4、图5所示,具体因素有如下两个方面。图 图5第一、由于在开关闭合,将作用到二极管的阴极,忽然中断了二极管的导通周期。对于PN二极管,一方面需要将正向导通时PN结变回到电中性时的PN结，移去所有的少数载流子。二极管除去所有的注入电荷需要一定的时间才干恢复到它的断开状态，在完全恢复之前,它呈现短路行为。对于肖特基二极管，有金属半导体硅结,它没有恢复效应,然而，有很大的寄生电容，也有结电容。当二极管导通，一旦放电,SW不久通过放电电容作用电压,产生电流尖峰。因此减缓闭合开关SW时间将会有助于减少尖峰电流。第二、与电流形状有关。从
5、图像中可以看到输出纹波(电容电流波形)很小。输出纹波很平滑，“无脉冲”。意味着输出电流信号能较好地为后续电路所接受,即电源中污染较小。此外,输入电流不仅有尖峰,并且看上去像方波。如果电感L的值趋于无穷大,输入电流的波形就是实实在在的方波。因此，该电流是“脉动”电流,涉及大量的污染分量，比一般的正弦形状的电流更难滤波。方波： 由正弦波的奇次諧波組成, 也就是由正弦1,5，7.n等頻率組成。对于开关关断的瞬间也有尖峰产生,我觉得应当也是与二极管及SW脚的寄生电容及结电容有关。通过以上可以总结出CM降压变化器的特点:1、 限定在不不小于,降压变换器的输出电压始终不不小于输入电压;2、 如果忽视多种欧
6、姆损耗，变换系数M与负载电流无关；3、 通过变化占空比D,可以控制输出电压；4、 降压变换器工作于CM，会带来附加损耗。由于续流二极管反向恢复电荷需要时间来消耗，这对于功率开关管而言,是附加的损耗承当；5、 输出没有脉冲纹波，但是有脉冲输入电流。四、M工作模式及有关特点开关器件在负载电流较大的时都是工作CC模式，但当随着负载电流下降，纹波电流将整体下降,如图2所示,当负载电流减小到谐波峰峰值一半时,即（-）/2，斜坡的最低点正好降到零，在这个最低点,电感电流为零，电感储能为零。如果电感负载电流进一步减小,电感将进入DCM工作模式,电压和电流波形将发生很大的变化如下图所示,以及传递函数将发生很大
7、的变化。图6从波形4,可以看到电感电流下降到0，引起续流二极管截止。如果浮现此状况，电感左端开路。理论上,电感左端的电压应当回到,由于电感L不再有电流,不产生振荡。但是由于周边存在诸多寄生电容，如二极管和SW的寄生电容，形成了振荡回路。如曲线2和曲线3,浮现正弦信号,并在几种周期后消失，这与电阻阻尼有关。但是在实际测试中也许还是有差别的,例如我在ACT405A测试中，测试SWD的波形,振荡却在中间,如下图所示,供应商工程师说这是在DC模式,但是我没找到有关资料进行验证。图7ck变压器在整个负载范畴内都将输出电压控制在一种定值,虽然电感进入不持续工作模式。因此很容易会让我们产生误区,觉得电感进入
8、不持续工作模式对电路工作没有影响。事实上,整个电路的传递函数已经发生变化,控制环路必须适应这种变化。对于Bc调节器,电感进入不持续工作模式也没什么问题。在进入不持续模式之前，直流输出电压=/T。注意到此公式与负载电流参数无关,因此当负载变化的时，不需调节占空比D,输出电压仍保持恒定。事实上，当输出电流变化时，导通时间也会稍微变化,由于Q1的导通压降和电感电阻随着电流的变化而略有变化，这需要Ton做出合适的调节。进入DCM工作后，传递函数将发生变化，C的传递函数将不再合用,开关管的导通时间将随着直流输出电流的减小而减小。下面是DCM工作模式下的传递函数,占空比与负载电流有关,即或M=由于控制环路
9、要控制输出电压恒定,负载电阻R与负载电流成反比关系。假设out，Vin、L、T、恒定,为了控制电压恒定，占空比必须随着负载电流的变化而变化。在临界转换电流处，传递函数从CCM转变为DCM。工作CCM时,占空比保持恒定，不随负载电流而变化;工作于DCM时,占空比随负载电流减小而变化。通过以上可以总结出DM降压变换器的特点：1、 M依赖于负载电流;2、 对于想通的占空比，CM下的传递系数比CM大在负载电流低工作于深度CM,M容易达到。五、Buc调节器电感选择:为了减小进入断续模式时的临界输出负载电流,我们可以通过加大电感量L,以减少临界输出负载电流。使电路在盼望的负载电流范畴内工作持续模式。一般,
10、电感的选择应保证直流输出电流为最小规定电流（一般为额定负载电流的0%，0.,其中是额定输出电流并等于电感电流斜坡的中间值)时，电感也保持持续。电感电流斜坡为I= -，如图所示。当电流等于电感电流斜坡峰峰值一般时，真好是为临界状态，即即将进入不持续工作模式,则=.101Ion= （-)2,或-=dI.2I并且 I=/L=(-）因此 由于及是额定值,因此在实际设计中，由于电感电流在的%范畴内波动,电感的设计应当保证它在直流电流为1时仍保持不明显饱和，由于电感工作在饱和状态，感抗将急剧下降，直至失去电感作用,导致电路工作异常。例如采用ACT05A 电源芯片,输入电压为18,输出电压为12.49V,开
11、关周期大概为S（5u），额定负载为3mA,按以上公式,电感量应为:按理论计算我们应当用30uH，但实际中我们只用6H，一部分跟成本有关,也跟我产品自身特点有关，空间要小,如果大电感主线就放不下，事实上个人觉得,够用就行。如下是在测试A065A时，有关输出负载电流临界值随电感量变化的某些波形:1）、L1=27uH，o1251V通过变化负载电流大小，观测输出波形，在L1=27H时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到100mA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0mA 10mA2）、L1=33uH,Uo=12.51V 通过变化负载电流大小，观测输出波形，在L1=3时，负载电流逐
12、渐加大时振荡波形宽度减小,达到55m时,波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0A 55mA3)、L1=4H,Uo=12.51 通过变化负载电流大小,观测输出波形，在1=7uH时,负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到4m时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0mA 47A)、L1=68H,Uo=11V 通过变化负载电流大小,观测输出波形，在L168uH时,负载电流逐渐加大时振荡波形度减小,达到3mA时，波形在关断时无振荡波形产生,达到正常的开关状态。0mA 0A5）、L1=16uH,Uo=12.5V 通过变化负载电流大小，观测输出波形,在L1=136u时，负载电流逐
13、渐加大时振荡波形宽度减小，达到20mA时，波形在关断时无振荡波形产生,达到正常的开关状态。m )、L=20u,U=12.1V 通过变化负载电流大小,观测输出波形，在L1=20H时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小,达到1mA时,波形在关断时无振荡波形产生,达到正常的开关状态。mA 12mA综合上以所述及测试波形来看，对于芯片AT065A，在电感量逐渐增大,S关断时，振荡波形宽度减小；电感量越大，就能在越小的负载电流下消除振荡波形，但在0m内都存在此状况。五、CCM与DC比较:1、DCM是技领的特色,能减少功耗的,M模式的转换效率更高些,属于能量完全转换;2、工作于DCM模式,输出电流的纹波比CCM大；3、工作于DCM模式,在电感电流为0的时候,会产生振荡现象;4、工作于CCM模式,输出电压与负载电流无关，当工作于CM模式,输出电压受负载影响，为了控制电压恒定，占空比必须随着负载电流的变化而变化。
