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1、单端变压器耦合栅极驱动电路!ll!这些栅极驱动电路和单一输出PWM控制器相互协调，共同驱动高边开关，如图33所示就是一个 基本的电路。耦合电容必须和栅极驱动变压器的初级线圈串联来为磁化的磁芯提供复位电压。如果没有这个电容， 就会有一个取决于通过线圈的直流电压的占空比，变压器也会变得饱和。Figure 33. Single ended transfarmer coupled gate driveCc的直流电压像交流耦合直接驱动中展示的那样生成，耦合电容电压的稳态值是：Vc=D-Vdrv像交流耦合直接驱动一样，实际的栅极驱动电压Vc随着占空比而变化。另外，突然地占空比变化 会在栅极驱动变压器和耦合
2、电容旁边产生L-C谐振回路。大多数情况下，这个L-C谐振可以通过给Cc 串联一个小电阻Rc就可以得到缓解。Rc的阻值由谐振回路的特性阻抗决定，给出计算公式如下：记住上面的公式中Rc的值等价于包括PWM驱动器的输出阻抗的串联电阻。此外，要考虑到耦合电容 电压中的准确的衰减反馈或许需要不合理的阻值。这可能会限制栅极电流，最终导致主开关的开关速度 受到限制。另一方面，欠阻尼的反馈可能会导致谐振期间不可接受的通过栅极和源极端的电压。这个电流的产物Vc有两种成分，变压器的磁化电流以及流通在连接栅极和主MOSFET的源极的电阻中的电流。因此，启动和瞬态时间常数支配着耦合电容电压的调节速度，这反映了栅极驱动
3、变压器的 磁化部分的影响，可以被下面的公式估算出：V 2兀,Lm,Rgs,C.2 .丸.f L +R磁化部分对驱动器的网络电流以及方向有另外一个重大的影响。图34展示了电路中的不同的电流成分，以及这些电流成分的和，Su】，它必须由驱动器提供。Figure 34. Driver output current with transformer cotpled gate drive注意输出电流波形的阴影区域，输出驱动器在它的低状态，这意味着它支持反向电流。但是因为磁化电 流成分，驱动器确实在产生电流，因此输出必须控制变压器耦合栅极驱动的双向电流。如果驱动器没有 在双向上携带电流的能力，或许需要额外的
4、二极管。双极MOSFET驱动器就是一个经典的例子，因为 这个时候肖特基二极管必须连接地和输出引脚。在不同的占空比以及电流值时的驱动器处于高态的时候 相同的情况也会发生。解决这个问题，避免驱动器的输出上的二极管的出现的一个简单的补救方法就是增加阻抗电流来抵 消磁化电流的影响。宽的占空比，像整流器中的那样，图33中的电路没有提供足够的栅极驱动电压，耦合电容电压与 占空比成比例增加。相应的，截止期间的负偏压也增加，但是导通电压下降了。在栅极驱动变压器的次 级线圈后加两个小元件就可以解决这个问题，图35展示了使栅极激励脉冲保持原先的电压水平的常用 的技术。这里用了另外一个耦合电容和一个简单的二极管来使
5、变压器的次级线圈恢复到原来的栅极驱动电压水 平。如果截止期间主开关需要一个更大的负偏压，可以像图31所示的关于交流耦合直接驱动的解决方 案那样给这个二极管串联一个齐纳二极管。耦合电容的计算耦合电容值的计算是建立在最大的波动电压和先前交流耦合电路描述的稳态工作时通过电容的电荷量的基础上的，CC2的方程式跟直接耦合栅极驱动电路中的那个计算类似。波动有两种成分，一种跟主MOSFET的栅极电荷有关，另一个是与栅极下拉电阻中的电流有关：当开关有最大的导通时间的时候，它也有了最大值，也就是在最大占空比的时候取最大值。在初级线圈 部分，栅极驱动变压器的耦合电容磁化电流产生了另外的波动成分。它的影响反应在下面
6、的方程式上， 这个方程式也可以用来计算初级线圈的耦合电容：Iq _ Qg + Mrv - V。以fw)，D * 榛即-D)AVi AVCi RGS fDRV AVi 4 Lm 侦可以保证在各种条件下保持在目标波动电压之下的最小的电容值可以通过确定上面表达式的最大值来 得到。不幸的是，不同占空比下的最大值取决于实际的设计参数以及元件值。大多数实际情况下，它会 下降到D=0.6到D=0.8范围内。另外还要注意出现在主MOSFET晶体管栅极的总的波动电压，AVci+AVm。当需要特定的波动 电压和栅极压降的时候，它必须分离到两个耦合电容之间。栅极驱动变压器的设计栅极驱动变压器的作用是用来传递以地为参
7、考的栅极激励脉冲，使它通过比较大的势差来调解变动 的驱动。像所有的变压器一样，它也可以缩放电压，尽管它很少这样被要求。它操控很低的能量但是很 高的峰值电流来驱动功率场效应晶体管的栅极。栅极驱动变压器被像PWM占空比功能的可变的脉冲宽 度来驱动，振幅的固定或者是变动取决于电路排布。在单端电流模式电路中栅极驱动变压器是交流耦合， 磁化部分产生了振幅可变的脉冲。双端引线安排，像半桥式应用中，用振幅固定的信号来驱动栅极驱动 变压器。所有情况下，栅极驱动变压器在B-H曲线的第一个和第三象限都工作。栅极驱动变压器的设计类似于电源变压器的设计，通常只有一种匝比，由于功耗而造成的温升通常 可以忽略。因此，设计
8、以磁芯的选择开始。栅极驱动变压器的磁芯形状可以包括环形、RM、P或者类似 的形状。磁芯材料是高透磁率的铁酸盐，这样可以使磁化电感值达到最大，同时磁化电流达到最小。经 验丰富的设计者可以通过经验来选择磁芯的尺寸，或许也可以像电源变压器设计中要求的那样根据产品 的估计区域来选择。磁芯选择完成之后，初级线圈的匝数就可以通过下面的公式来计算：其中Vn是通过初级线圈的电压，t是指脉冲的持续时间，AB是指t时间内峰峰值的变化，Ae是指选 出的磁芯的等效横截面。首要的任务是找出分子中最大的伏秒积，图36展示了单端电流模式和双端引线的栅极驱动变压器 的标准积与整流器占空度之间的关系。0.20.40.60.81
9、Duty RatioFigure 36. Gate drive transformer volt-secondproduct vs. duty ratio对于一个交流耦合电路来说，最坏的情况就是D=0.5，直接驱动达到了最大工作占空比的伏秒数峰 值。有趣的是，交流耦合电路通过四个因素来抑制稳态时的最大的伏秒积，因为在较大的占空比的时候 由于电压是通过耦合电容产生的，变压的的电压成比例地减小。在Np的方程式中列出AB是比较困难的，原因是在暂态的时候不稳定的状态的变化。当输入电压和 负载迅速变化的时候，占空比也通过PWM控制器而相应的调节自己。想要推断出不稳定的变化的准确 数值是相当困难的，它取决
10、于控制回路的反馈，以及耦合网络存在时它的时间常数。通常，较慢的回路 反馈以及更快的时间常数有使不稳定的变化变小的倾向。三分之一的饱和通量密度和最坏的稳态条件下 的通量峰值之间的利润对于大多数设计来说，覆盖瞬态已经足够了。下一步就是在磁芯的有效区域布线，像前面提到的那样，漏电流应当小点防止通过变压器的时候造 成延迟，交流线阻也应该得到有效地控制。在环状磁芯上，线应当绕成双股的还是三股的取决于栅极驱 动变压器的线数。在壶状磁芯上，每根线都应当保持单层。初级线圈应当尽量靠近中心，后面跟着低边 区域的导线，如果需要用到高边部分的线，它应当尽量远离中心区域。壶状磁芯上的线的排布保证了最 小的交流线阻以及
11、可以接受的漏电流。此外，与电源地线直接相连的低边部分的导线提供了控制线圈以 及变动部分和电源电线之间的天然的屏蔽。两种功能的变压器耦合电路有低输出阻抗和高速栅极驱动芯片的短时间的传输延迟是必须的高边开关应用。图37和图38展示了两种不同的解决方法，它们都可以既提供电源又提供控制给在一个变动的应用中只使用一个变压器的低压栅极驱动芯片。图37中的电路用开关频率来携带控制信号以及能量送给驱动器，原理很简单。在主开关导通期间， 变压器的次级线圈电压调节到最大值来给栅极驱动芯片供电。因为电压是从栅极激励脉冲产生，因此前 面的几个激励脉冲需要首先对偏置电容进行充电。因此，为这个应用选择的驱动器芯片具有负压
12、锁定功 能，避免了栅极驱动欠压时的处理还是令人满意的。像电路图中展示的那样，直流复位电路必须为独立于运行占空比的驱动器提供偏压，Dg也保护了 驱动器的输入免受变压器的次级线圈的负的复位电压的影响。这个电路的变压器的设计基本上和其他栅 极驱动变压器的设计相同，功率级只被驱动器芯片的能量消耗增加了一点，与MOSFET的总的栅极电 荷相关的能量亏损相比确实很小。变压器携带了很高的峰值电流，但是这些电流给偏置电容而不是 MOSFET的输入电容充了电。所有的栅极电流都包括主要晶体管、驱动芯片和偏置电容的一部分电流。Figure 38. Power and control transmission with one transformer图38展示了另外一个利用同一个变压器来转换能量以及控制信号的方案。图37和图38的不同之 处在于变压器的工作频率不同。这个方案运用了一个专用的芯片对，高频载波被用来传送能量，幅度调 制传输控制命令。为了有效地利用电路板区域，图38中的电路原理图可以划分成两部分。因为运用了 高频，因此这里用到的变压器要小于传统上的栅极驱动变压器。这种解决方案的另外一个优点在于可以 独立于栅极驱动命令把变动的驱动器的偏压确定下来，这样驱动就没有前面的方案中的开启延迟了。
