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1、2 Buck直流变换器的工作原理及动态建模2.1 DC/DC变换器的概念将一个固定的直流电压变换成可变的直流电压称之为DC/DC变换，亦称为直流斩波。用斩波器斩切直流的基本思想是：如果改变开关的动作频率，或者改变直流电流通和断的时间比例，就可以改变加到负载上的电压、电流的平均值。Buck变换器又称降压变换器、串连开关稳压电源、三端开关型降压稳压器。基本的DC/DC变换器按输入输出之间是否有电气隔离可分为两类：隔离型DC/DC变换器和非隔离型DC/DC变换器。非隔离型DC/DC变换器中存在四种基本的变换器拓扑，它们是降压式（Buck）型,升压式(Boost)型,升降压式(Buck-boost)型
2、,Cuk型，此外还有Sepic型和Zeta型变换器。2.2 二电平Buck直流变换器的工作原理及主电路图1 主电路拓扑Buck变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。它的拓扑为电压源、串联开关和电流负载组合而成。如图2.1所示：图2.1 Buck电路主电路拓扑为了分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下假定。(1) 开关晶体管、二极管均是理想元件。也就是可以瞬间的导通和截至，而且导通时降压为零，截至时漏电流为零。(2) 电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。(3) 输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。Buck
3、变换器的工作原理：当开关管导通时，电容开始充电，通过向负载传递能量，此时，增加，电感内的电流逐渐增加，储存的磁场能量也逐渐增加，而续流二极管因反向偏置而截至；当关断时，由于电感电流不能突变，故通过二极管VD续流，电感电流逐渐减小，由于二极管VD的单向导电性，不可能为负，即总有,从而可在负载上获得单极性的输出电压。 根据晶体管的开关特性，在管子的基极加入开关信号，就能控制它的导通和截至，对于NPN晶体管，当基极加入正向信号时，将产生积极电流，基极正向电压电压升高，也随之升高，达到一定数值后，集电极电流达到最大值，其后继续增加，基本上保持不变，这种现象称为饱和。在饱和状态下，晶体管的集射极电压很小
4、，可以忽略不计。因此晶体管的饱和状态相当于开关的接通状态。当基极加入反向偏压时，晶体管截至，集电极电流接近于零，而晶体管的集射极电压接近于电源电压。晶体管的这种状态相当于开关的断开状态，通常称为截至状态，或称为关断状态。2.3 Buck变换器的工作模式由Buck变换器的工作原理可以看出，电感可以工作在电流连续的方式下，也可能工作在电流不连续的工作状态。以此为标准将Buck变换器的工作模式分为两种：电感电流连续工作模式(continuous current mode, CCM)和电感电流断续模式(discontinuous current mode, DCM)。电感电流连续是指输出滤波电感的电流
5、总大于零，电感电流断续是指在快关管段期间有一段时间输出滤波的电流为零。在这种工作方式之间有一个工作边界，称为电感电流临界连续状态，即在开关管关断末期，滤波电感的电流刚好降为零。下面分别讨论电感电流处于不同模式时的变换器工作原理。(1) 电感电流连续模式如图2.2所示为电流连续导电模式下的相关波形：图2.2 电流连续模式下电路波形在区间，开关管处于导通状态，电源电压通过到二极管VD两端，故二极管VD 截至。电流流过电感，由于输出滤波电容保持不变，则电感两端呈现正电压，由于所以，在该电压作用下输出滤波电感中电流线性增长，知道时刻，达到最大值。在导通期间，电感电流的增量及开关管的占空比分别为其中 （
6、） （2-1）在区间，关断，由于电感的储能作用，经二极管VD继续流通，此时加在输出滤波电感上的电压，呈现负值，电感中电流线性衰减，直到时刻，达到最小值。在截至期间，电感电流的减小量为 （2-2）由于稳态工作下的电感电流波形必然周期性重复，因此S导通期间的增量必然等于S截至期间的减小量，即，所以 （2-3）整理得 （2-4）由式（2-4）可知，输出电压与开关管的占空比D成正比，所以通过改变开关管的占空比可以控制输出平均电压的大小。由于占空比总是小于1，所以输出电压总是小于输入电压，故常称为降压式变换器。改变占空比就可以改变输出电压值。（2）电感电流断续模式 当电感较小，负载电阻较大或较大时，将出
7、现电感电流已下降到0，但新的周期却尚未开始的情况。如图2.3为电流断续模式下Buck电路的相关波形图2.3 电流断续模式下电路波形在区间，开关管S处于导通状态，与电感电流连续模式下的工作情况相同，此时。在时刻，关断，电感中电流线性衰减，直到时刻下降到0，即 （2-5）式中，。由于得 （2-6）此时，变换器输出电流任等于电感电流平均值，即 （2-7）上式表明。电感电流断续时不仅与占空比D有关，而且与负载电流有关。若，则多大，输出电压必等于输入电压。（3）电感电流临界连续模式 在有关电流断续工作模式的数学关系中，首先需要推导的是电感电流连续与断续的临界条件，其推导过程如下。 降压型电路电感电流处于
8、连续与断续的临界状态时，在每个开关周期开始和结束的时刻，电感电流正好为零，如图2-4所示。图2.4 降压型电路电流临界连续工作时的波形 稳态条件下，由于电容的开关周期平均电流为零，因此电感电流在一个开关周期内的平均值等于负载电流为 （2-8）而电感电流的开关周期平均值可以按下式计算： （2-9） ，即得到电感电流连续的临界条件。 这种计算方法需要导出的表达式，还要计算定积分，比较繁琐。我们采用一种简单的方法。 根据图2-4，电感电流在一个开关周期中的波形正好是一个三角形，它的高，底边长为，面积为 (2-10)在几何意义上，电感电流的开关周期平均值等于和该三角形同底的矩形的高，因此电感电流开关周
9、期平均值等于三角形面积除以，即 (2-11) 的计算方法如下：电感电流在零时刻从零开始线性上升，在时刻达到，上升的斜率为 (2-12)有： (2-13)此时电感电流仍为连续，故有将其代入式（2-13），有 (2-14)则可得电感电流开关平均值的表达式为 (2-15)电感电流连续的临界条件为 将式（2-8）和式（2-9）带入上式有 (2-16)整理得 (2-17)这就是用于判断降压型电路电感电流连续与否的临界条件。随后需要推导的是电感电流断续条件下输出与出入电压的比例。首先设开关关断后电感的续流时间为，如图3-7所示，其中。图2.5 电感电流断续工作时的波形根据稳态条件下电感电压开关平均值为零的
10、原理，有 (2-18)电感电流开关周期平均值为 (2-19)而负载电流为 (2-20)稳态条件下，电容的开关周期平均电流为零，故电感电流开关周期平均值等于负载电流，即 (2-21)从式（2-18）中，解出的表达式，与式（2-15）一起代入式（2-21）中得 (2-22)整理得 (2-23)令解方程，并略去负根，得 (2-24) 值得注意的是，式（2-24）在电路工作在电感电流断续条件下成立，而电路工作在电感电流连续条件下不成立。特别是，当电感电流处于临界连续状态时，代入式（2-17）得时。 从式（2-17）可以看出，电流断续时电压比与占空比和负载相关，也与电路参数和有关。2.4 主回路电感、电
11、容参数整定根据对二电平Buck型直流变换器工作原理的分析以及电感电流连续和断续的临界条件的推导，可以计算出二电平Buck型直流变换器滤波电感和滤波电容的参数。稳态时，电感电流连续的临界条件为： (2-25)利用上节内容提到的三角形面积法我们得到电感电流的临界条件为：整理得 （2-26）在本次的设计中，给定工作电压为，输出电压为，负载电阻为，开关周期为，带入式2-26中得到电感电流临界值： （2-27）即当主电路电感大于时, 电路工作在电感电流连续工作模式，当主电路电感小于时,则为电感电流断续工作模式。本次实验所选用的电感分别为和，当使用的电感时，电路为电感电流连续工作模式，当选用时，为电感电流
12、断续工作模式。 滤波电容的作用主要是在开关关断时为负载供电和减小输出电压中的纹波。当所选的电容能达到输出滤波的要求时，L可以选的足够大，以便使开关变换器保持在连续的工作状态，但电容本身没有完美的电气性能，所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率。另外，等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压，要减小这些纹波电压，只能靠减小等效串联电阻的值和动态电流的值，选择电容的类型，经常由纹波电流的大小来决定。我们设纹波电压为输出电压的，即： （2-28）开关周期为： （2-29）纹波电压 （2-30）将式（2-17）带入（2-30）得： （2-31）即： （2-32）取电感量为临界连续电感值的1.2倍，带入式（2-32）解得
