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1、,第4章 OFDM信道估计,4.1 导频图案的选择 4.2 导频位置信道估计方法 4.3 数据位置信道估计 4.4 不同变换对信道估计性能影响分析,无线通信系统的性能主要受到无线信道的制约和影响。信道描述了信号从发端到收端所经历的一切媒介，包括从发射机到接收机之间信号传播所经过的物理媒质，如电缆信道、光缆信道、无线信道等。其中无线传播信道不像有线信道那样固定并可预见，它具有很大的随机性，会引起传输信号幅度、相位和频率的失真，产生符号间干扰等，这样就对接收机的设计提出了很大的挑战，信道估计器是接收机的一个重要组成部分。在理论研究中，为了更好地描述信道对信号的影响，人们引入了信道模型统计的方法，通
2、过研究信号在特定环境下的特性来进行信道建模。,信道估计可以定义为描述物理信道对输入信号的影响而进行定性研究的过程，是信道对输入信号影响的一种数学表示。如果信道是线性的，那么信道估计就是对系统冲激响应进行估计。信道估计的目标就是使某种估计误差最小化，同时还要尽量降低算法的复杂度，并具有可实现性。 通过信道估计算法，接收机可以得到信道的冲激响应。信道信息在现代无线通信系统中已经得到了充分的利用。自适应的信道均衡器利用信道估计来对抗ISI的影响；分集技术利用信道估计实现可与接收信号最佳匹配的接收机；最大似然检测利用信道估计使得接收端错误概率最小化；,相关解调利用信道估计提供的信号相位信息实现信号的检
3、测，与非相干解调相比，相干解调可以提高系统的整体性能。 信道估计从大的角度可以分为非盲估计和盲估计以及在二者基础上产生的半盲估计。盲信道估计由于不需要导频辅助，一般收敛速度较慢，所以限制了在实际系统中的使用。OFDM系统中的盲信道估计方法可分为两大类:统计型方法和确定型方法。统计型方法利用了发送信号和接收信号的统计特性，尤其是二阶统计特性，如相关函数、相关矩阵等。在统计型方法里，研究最多的是子空间方法。,还有一种统计型方法就是基于线性预编码，通过对发送信号的线性预编码，改变了发送数据的相关特性，在接收端也进行相关处理完成信道估计。在半盲估计中，接收端通常利用发送端发送的少量导频信号以及接收端数
4、据信息的统计特性，对信道进行估计。与盲估计相比，半盲估计相对具有较高的精度，但是仍然克服不了信道的时变性与高复杂度所带来的资源开销。有导频辅助的非盲信道估计通常能克服盲估计和半盲估计的精度低、复杂度高、统计时间长等缺陷，因此在移动通信中被广泛采用。,OFDM通信系统中，由于传输速率较高，并且需要使用相干检测技术获得较高的性能，因此通常使用非盲估计获得较好的估计效果，这样可以更好地跟踪无线信道的变化，提高接收机性能。基于OFDM的非盲信道估计算法，从插入位置而言可分为面向判决方法和导频辅助调制(Pilots Symbol Assisted Modulation，PSAM)方法；从实现方法而言包括
5、最小平方(LS)、最小均方误差(M MSE)、LM MSE、基于DFT的信道估计等方法。LS是一种最为简单、通用的方法；M MSE利用了Wiener滤波器实现估计性能的最佳化，但这种方法需要信道统计特性的先验知识，在移动信道中难以实现，且计算量较大；,LM MSE在M MSE基础上利用信道特性对算法作了简化，但仍需要信道的先验统计知识；基于DFT的估计方法极大地简化了估计的复杂度。 本章的信道估计方法主要是基于导频的非盲信道估计。基于导频的信道估计方法通过在发射端的发射数据中插入已知导频符号，接收端从接收数据中提取导频符号，从而获得导频位的频率响应函数，导频位之间的数据位频率响应函数可以通过插
6、值方法获得。目前基于导频的信道估计算法主要研究以下几个方面:,(1)发射端导频图案的选择； (2)接收端导频位频率响应函数的计算方法； (3)导频位之间数据位频率响应函数的获取。,对于多载波系统，信号具有时间和频率二维的资源分布，因此为了有效地进行信道估计，需要进行时域和频域二维信道估计。导频图样的选择对多载波系统非常重要，直接影响到信道估计结果的精度和系统的数据传输效率。,4.1 导频图案的选择,导频图样选择的重要依据是信道的最小相干带宽(与最大多径时延有关)、最小相干时间(与最大多普勒频移有关)以及信道估计算法。时频域内导频符号的位置必须使得信道估计能够跟上信道频率响应函数的变化，而又不过
7、多地增加系统的额外开销。 为保证能够适应信道的变化，导频密度可以参考二维奈奎斯特采样定理。信道传输函数的时频域离散表达式为Hn，i(n1，Nc；i1，Ns，其中Nc为每个多载波符号的子载波个数，Ns为每一帧所包含的符号个数)。离散信道传输函数的估值表示为 (n1，Nc；i1，Ns)。,若时、频方向上的导频间隔分别为It和If，最大多径时延为max，最大多普勒频移为fdmax，OFDM符号的周期为T，子载波间隔为f，则一般情况下，导频的时域间隔应该小于相干时间，导频的频域间隔应该小于相干带宽，这样才能有效地跟踪无线信道的变化。时域和频域的导频间隔可参考下式:, 考虑同步误差和其他误差，建议的导频
8、间隔可参考下式: 导频的选择与插入是实现基于导频的信道估计的基础，关于导频的选择与插入有如下理论性结论: (1)导频的数量。在没有噪声的条件下，OFDM系统N个子载波中任何L个作为训练导频使用，可以完整地恢复出信道信息，N是指OFDM系统中所有的子载波，L是指信道的最大长度。 ,(2)最优的导频位置。在噪声为加性高斯白噪声(AWGN)条件下，当L个导频的位置为 时，可以得到信道信息的最小均方误差估计。 目前，使用较多的导频插入方法主要有块状导频、梳状导频和菱形状导频。块状导频是将OFDM系统中的某些符号全部作为导频信号，导频所在的OFDM符号上估计得到的信道信息将作为后面OFDM符号处的信道信
9、息，直到下一个含有导频信息的符号到来。,导频符号以一定时间间隔周期发送，所有子载波都用来发送导频符号，信道估计时需要进行时域插值，如图4.1.1(a)所示。梳状导频是在OFDM系统的每一个符号中使用一些子载波作导频，然后根据这些导频处的信道信息得到所有子载波的信道信息。导频符号以一定的频率间隔周期发送，所有OFDM符号中都含有导频符号，信道估计时需要进行频域插值，如图4.1.1(b)所示。菱形状导频是在OFDM系统的某些符号上使用一些子载波作导频，以一定的时间间隔和一定的频率间隔发送导频符号，导频符号在时域和频域都不是连续分布的，信道估计时需要进行时频域二维插值，如图4.1.1(c)所示。,图
10、4.1.1 几种常用的导频插入方法,可以证明，在AWGN时不变信道条件下块状导频、梳状导频和菱形状导频方案的性能完全一样。在信道快变化的条件下，梳状导频插入方案要优于块状导频插入方案。因为梳状导频插入方式能够较好地跟踪不同符号下信道状态的变化，特别是在信道快变化的条件下这种优势更加明显。块状导频插入方法实际假设了信道在连续几个符号内不变，这样，根据当前的导频符号得到的估计信道可以用于连续几个OFDM符号，因此一般用于慢衰落信道，在快的信道衰落下它的性能会急剧下降。,在频率选择性衰落信道条件下，由于梳状导频插入方法是假设信道在连续几个子载波内不变，因此块状导频插入方法要优于梳状导频插入方法。菱形
11、状导频可以通过调整子载波间隔和符号间隔来适应频率选择性衰落信道和时间选择性衰落信道。 在安排导频符号时，还应该尽量使1帧中的第一个OFDM符号和最后一个OFDM符号内包含有导频符号，同时使第一个子信道和最后一个子信道中也包含有导频符号，这样就能保证每帧边缘的估计值比较准确。,插入导频符号会带来资源的浪费，由于插入导频带来的损失可以表示为 (4.1.1) 其信道比的损失为 (4.1.2) ,4.1.1 LTE下行导频图案的选择 LTE系统下行定义了三种参考信号: (1)小区参考信号(Cell-specific Reference Signals)，对应非MBSFN传输。 (2)MBSFN参考信号
12、(MBSFN Reference Signals)，对应MBSFN传输。 (3)UE参考信号(UE-specific Reference Signals)。,4.1.1.1 小区参考信号 利用小区参考信号进行信道估计的主要作用在于下行信道质量测量、UE端的相干检测和解调以及小区搜索，因此小区参考信号的设计需满足以下要求: (1)小区参考信号是公共参考信号，小区内所有UE都要使用小区参考信号，因此小区参考信号需要覆盖整个带宽。 (2)为了满足信道估计的精确度要求，小区参考信号的时域和频域密度都不能过疏。在快衰落信道下，时域过疏将不能跟踪信道变化，导致性能变差；在频率选择性衰落信道中，频域过疏不能
13、获得良好的性能。,(3)考虑到RS开销的影响，小区参考信号的时域和频域密度也不能过密，过密会造成资源的浪费。 (4)小区参考信号还需要考虑小区内多天线RS之间的复用方式，保证多天线并行传输时参考信号之间的正交性，避免多天线RS之间的干扰。 (5)小区参考信号还需要考虑小区间RS的复用方式，保证小区间参考信号的正交性，有利于采用有效的小区间干扰消除措施，具有更好的小区间干扰抑制能力。 考虑到以上需求，3GPP协议给出了如图4.1.2所示的单天线端口参考信号图样。,图4.1.2 单天线端口RS图样,(1)单天线端口(即port0)RS图样。 下行参考信号以RE为基本单位，即1个参考符号占用1个RE
14、。在Normal CP情况下，每个子帧有4个OFDM符号中插入导频，分别位于两个时隙的第1个和第5个OFDM符号；在Extended CP情况下，分别位于两个时隙的第1个和第4个OFDM符号。由于下行控制信道位于每个子帧的前几个OFDM符号中，因此每个子帧的第1个OFDM符号中插入导频有助于下行控制信号尽早解调。 小区参考信号在频域上间隔6个子载波，覆盖整个系统带宽范围。间隔6个子载波既保证了信道估计的性能，又考虑到RS开销，是一个折中的结果。,(2)两天线端口(即port 0和port 1)RS图样，如图4.1.3所示。 为了保证两天线并行传输时参考信号的正交性需求，两天线端口采用FDM方式
15、进行RS复用。Port 1和port 0在时域上位于相同的OFDM符号，频域上位于不同的子载波，port0和port 1上的RS在频域上交错放置。Port 0上用于发送RS的RE位置，port 1上不能再用于发送RS和数据；同样，port 1上用于发送RS的RE位置，port 0上也不能再用于发送RS和数据。,图4.1.3 两天线端口RS图样,(3)四天线端口(即port0、port1、port2、port3)RS图样，如图4.1.4所示。 四天线端口的RS图样是在两天线端口RS图样的基础上扩展得到的。在Normal CP情况下，port 3和port 4每个子帧有2个OFDM符号中插入导频，
16、分别位于每个时隙的第2个OFDM符号；在Extended CP情况下，同样分别位于每个时隙的第2个OFDM符号，port 0和port 1上的RS已通过FDM方式复用。,为了保证四天线并行传输时参考信号的正交性需求，port2和port3之间也通过FDM方式进行复用，同时与port0和port1之间通过TDM方式进行复用，同样在一个天线端口上用于发送RS的RE位置，其他天线端口上也不能再用于发送RS和数据。,图4.1.4 四天线端口RS图样,由导频图样可以看出，port 3和port 4上导频信号的时域密度相比port 0和port 1减小了，通常情况下认为四端口的空间复用方式主要应用于低速移动的场景，这样设计可以减小四天线端口的RS开销。,(4)小区间参考信号复用。 为了保证小区间参考信号的正交性，同时简化参考信号的设计，不同小区的RS具有相同的时-频结构，采用FDM和CDM方式进行复用。 FDM复用通
