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1、理解功率MOSFET体二极管反向恢复特性半桥、全桥和LLC的电源系统以及电机控制系统的主功率MOSFET 、同步 Buck 变换器的续流开关管、 以及次级同步整流开关管，其体内寄生的二极管都会经历反向电流恢复的过程。功率 MOSFET 的体二极管的反向恢复性能和快恢复二极管及肖特基二极管相比，其反向恢复速度要低很多， 反向恢复电荷也要大很多，因此反向恢复的特性较差。这样，导致二极管的开关损耗增加，降低系统的效率，同时，也会产生较高的振铃，影响功率MOSFET 的安全工作 。功率 MOSFET 数据表中， 通常给出了一定条件下的Qrr 和反向恢复的时间，并没有给出和实际应用相关的、在不同的起始电
2、流和不同的电流下降斜率下，对应的反向恢复特性，本文就讨论这些问题并做详细的分析。MOSFET 的结构及反向恢复波形分析沟槽 Trench 型 N沟道增强型功率MOSFET 的结构如图1 所示，在 N-epi 外延层上扩散形成 P基区， 然后通过刻蚀技术形成深度超过P基区的沟槽，在沟槽壁上热氧化生成栅氧化层，再用多晶硅填充沟槽，利用自对准工艺形成N+源区，背面的N+substrate为漏区，在栅极加上一定正电压后，沟槽壁侧的P基区反型，形成垂直沟道。由图1 中的结构可以看到，P基区和 N-epi 形成了一个PN结，即 MOSFET 的寄生体二极管。图 1 MOSFET 内部结构图 2 反向恢复波
3、形当体二极管外加正向电压VF时，正向电压削弱了PN结的内电场， 漂移运动被削弱，扩散运动被增强，扩散和漂移的动态平衡被破坏。结果造成P区的空穴（多子）流向N区， N区的电子 (多子）流向P区，如图1 中箭头所示。进入P区的电子和进入N区的空穴分别成为该区的少子。 因此，在 P区和 N区的少子比无外加电压时多，这些多出来的少子称为非平衡少子。 这些非平衡少子，依靠积累时浓度差在N区和 P区进行扩散。 空穴在 N区扩散过程中，同 N区中的多子电子相遇而复合，距离PN结边界越远，复合掉的空穴就越多。通常把正向导通时，非平衡少数载流子积累的现象叫做电荷存储效应。当体二极管施加反向电压时，P区存储的电子
4、和N区存储的空穴不会马上消失，它们将通过两个途径逐渐减少：a. 在反向电场作用下， P区电子被拉回N区， N区空穴被拉回P区， 形成反向漂移电流；b. 与多数载流子复合。通过图 2 可以很好地说明整个反向恢复的过程。a. T0 T1 阶段， PN结处于正向偏置，即势垒区仍然很窄，PN结的电阻很小，二极管的正向电流以一固定的di/dt逐渐减小， di/dt的大小由外电路决定；b. T1 T2 阶段，二极管的存储电荷在反向电压的作用下开始扫出，但PN结仍未形成耗尽层，反向电流由扫出的过量电荷维持。因此二极管不能承受反向电压，电流仍以di/dt速率下降；c. T2 T3 阶段， PN结处等离子浓度衰
5、减为0，即在 PN结处形成耗尽层，PN结开始承受反向电压。由于二极管反向电压的上升，导致了反向恢复电流的di/dt逐渐减小；在T3时刻，二极管电压达到VDC ，di/dt降到 0，扫出电流达到最大值，即IRR；d. T3T4 阶段，反向电流由从等离子区扩散到耗尽层的载流子维持，由于等离子的持续耗散，在空间电荷区的边缘过量电荷浓度的梯度逐渐减小，导致 T3后的反向电流将减小。由于负 di/dt的存在， 二极管上的反向电压将会出现超调，当电流降为0 时，反向电压将会达到最大值。 T4 之后，回路进入了RLC自由振荡阶段。反向恢复中的di/dt分析图 3 反向恢复仿真电路由于 di/dt直接影响了反
6、向恢复电流IRR 的大小，因此分析di/dt的变化对实际应用将会很有意义。 为分析影响di/dt大小的因素， 设计了图 3 所示的电路。 其中 U2为被测器件，U1为开关管，为电感提供电流以及为U2提供反向电压，L1 为线路的寄生电感，L2 为负载电感，用来提供正向电流IF 。电路工作过程如下，当U1导通时，电感L2 的电流上升，其峰值电流为，当U1关断时， L2 的电流经U2的体二极管续流，此电流即为二极管的正向导通电流IF 。当 U1再次打开时， VDC通过 L1、U1施加正向电压于U2的体二极管，使其进入反向恢复阶段。1 T2 时刻之前的di/dt分析在 T2时刻之前， U2的体二极管反
7、向导通电阻很小，可以忽略不计， 因此根据回路的KVL方程可得(1) 由式（ 1）可知， di/dt由三个因素决定，即VDC ，VDS(U1)， L1。VDC越高， VDS(U1)、L1 越小， di/dt就越大。下面通过三个试验来研究di/dt的变化情况。试验 1：改变寄生电感由于回路的寄生电感L1改变比较困难， 所以通过仿真的方法来验证di/dt的变化情况。图 4 为 L1 为不同电感值的仿真结果，可以看到，电感值越小，di/dt越大，反向恢复电流IRR 也越大。图 4 不同 L1 的反向恢复仿真波形试验 2：改变 U1的开通速度通过控制 U1的栅极电容C1来改变 U1的开通速度同样也可以改
8、变电流变化率di/dt，这是因为U1的开关速度改变了VDS(U1)的变化率。图5 为改变栅极电容的实际测试结果，可以看到随着Cgs 的减小， U1的开通速度变快，di/dt变大，反向恢复电流IRR 也会变大。但 U1的开关速度对di/dt的影响是有限的， 因为 VDS(U1)对 di/dt的影响仅仅是在U1的开通期间（即di/dt变化的初期），当U1完全开通后，di/dt仅由回路的寄生电感L1 决定。图 5 不同 Cgs下的反向恢复测试结果（非仿真）试验 3：改变正向电流IF 通过改变 U1的 PWM 脉冲的占空比来改变电感中的电流IP，也即二极管的正向导通电流IF。由图 6 可以看出，当IF
9、 大于 18A时，其 di/dt基本不变，反向恢复峰值电流IRR 也基本保持不变， 这是因为， 在 TU1(ON)时刻后，U1已完全导通， VDS(U1)不再变化，所以 di/dt不变。 但当电流小于12A时， 会发现其di/dt变小， 反向恢复峰值电流IRR 也明显变小，这是因为在TU1(ON)时刻前， U1尚未完全导通，VDS(U1)仍然较高，所以di/dt较小。图 6 不同 IF 下的反向恢复实际测试结果（非仿真）2 T3 时刻之后的di/dt分析与 T2时刻之前di/dt不同的是， T3 之后的恢复电流di/dt的大小不是由外围电路的参数来决定的，而是取决于体二极管本身的特性。在T3
10、时刻后，二极管上的反向偏置已达到VDC ，其反向恢复电流主要由扩散电流来维持，其di/dt反映了少子因复合而消失的时间的长短。通常用二极管的软度系数来衡量在此阶段的恢复特性，即S=(T4-T3)/(T3-T1)。较硬的恢复特性会导致很高的di/dt，从而造成较高的过冲，同时产生振铃，严重影响了系统的可靠性，导致系统的EMI 超标，效率下降等。反向恢复电流IRR 越高， T3 时刻后的di/dt也越高，因此控制IRR 的大小有助于控制di/dt的大小。结语在实际应用中，MOSFET 的体二极管给我们带来了很多的方便和好处，但我们不能忽视其反向恢复特性对系统的影响，从以上分析可以总结出关于MOSFET 体二极管在实际应用中的应用要领：a. 通过较好的布线减小线路的寄生电感，从而减小在反向恢复过程中的振铃；b. 通过控制合适的开关速度来控制反向恢复时的di/dt， 减小反向恢复电流的峰值IRR，从而减小振铃；c. 如果经过优化仍不能解决系统的振铃问题，则应通过选择具有较软恢复系数的MOSFET 来进行设计。
