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1、第三节逆变器 的PWM控制为何采用PWM控制？为何采用PWM控制？ 传统变频器采用可控整流桥变压，逆变器用来 变频，变压和变频在两个独立的变换器中去实 现，相互的配合在动态过程中就会显得不协调 ，给系统的运行带来一系列影响。为何采用PWM控制？1. 主电路有两个可控的功率环节，需两套控制系统，相 对来说比较复杂；2. 由于中间直流环节有滤波电容或电抗器等大惯性元件 存在，使系统的动态响应缓慢；3. 可控整流器使供电电源的功率因数随变频装置输出的 频率的降低而变差，并产生高次谐波电流。4. 逆变器输出为六拍阶梯波交变电压，含有较多高次谐 波，产生较大的脉动转矩，影响电机的稳定工作。为何采用PWM
2、控制？ 将通讯系统中的调制技术引入交流变频领域，采 用脉宽调制（PWM）技术，可在逆变器上同时实 现变压和变频，对非正弦供电电机来说，PWM可 消除或消弱有害高次谐波。为何采用PWM控制？1. 主电路只有一个可控的功率环节，简化了结构；2. 使用了不可控整流器，可提高电网的功率因数；3. 逆变器在调频的同时实现调压，而与中间直流环 节的元件参数无关，加快了系统的动态响应；4. 可获得比常规六拍阶梯波更好的输出电压波形， 能抑制或消除低次谐波，使负载电机可在近似正 弦波的交变电压下运行，转矩脉动小，提高了系 统的性能。PWM基本原理l把一个正弦半波 分作N等分，然后 把每一等分的正 弦曲线和横轴
3、所 包围的面积都用 一个与此面积相 等的等高矩形脉 冲来代替，矩形 脉冲的中点与正 弦波每一等分的 中点重合。PWM基本原理l由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与 正弦的半周等效。l上页图中一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输 出PWM波形。l由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的 直流电源供电，符合逆变器的电能直交变换模式 。SPWM原理l以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期 望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave ），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（ Modulation wave），当调制波与载波相交时，由 它们的交点确定逆变器开关器件的通断时
4、刻，从而 获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的 一系列等幅不等宽的矩形波。SPWM原理vSPWM的原理为在控制电路中调制，在主电路中输出。在控 制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制 信号）加载于频率为fc幅值为Uc的三角波W（载波）后，得 到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制 波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关 元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波 形，SPWM输入输出原理框图如下页所示：l在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（ 调制信号）加载于频率为ft幅值为Ut的三角波
5、W（载波）后 ，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波）， 用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的 主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的 SPWM电压波形；l调制度M：为正弦调制波参考信号幅值Urm与三角载波幅 值Ucm之比，用公式表示为：l载波比N：为三角载波频率fc与正弦调制波参考信号频率 fr之比，用公式表示为：l从调制脉冲的极性上单极性脉宽调制：如果在正弦调制波的半个周期内，三角 载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM 波也只处于一个极性的范围内双极性脉宽调制：如果在正弦调制波半个周期内，三角载 波在正负极性之间连续变化，则S
6、PWM波也是在正负之间 变化SPWM分类l从载频信号和参考信号的频率关系异步调制：载波信号和调制信号不同步的调制方式。同步调制： N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。分段同步调制：把 fr 范围划分成若干个频段，每个频 段内保持N恒定，不同频段N不同；SPWM分类单极性SPWM波形单极性SPWM波形l当参考电压高于三角波电压时，相应输出电压为 正电平，反之则产生零电平。l负半轴是用同样的方法调制后再倒相而成。l调制结果是产生等幅、不等宽的脉冲列。l逆变器主电路能对电机绕组的进线端提供三个不 同的电位值 （参考点可任选取）双极性SPWM波形l双极性SPWM调制方 法和单极性相同；l双
7、极性控制时逆变器 同一桥臂上下两个器 件交替通断，处于互 补的工作方式。主电 路提供 两个电位值。双极性SPWM波形双极性SPWM波形数学分析v双极性SPWM波形电压表达式为v写成傅立叶级数形式为v记作式中双极性SPWM波形数学分析v依据上页理论基础，可计算不同调制比M时的基波 及主要高次谐波的相对值。v定义 通过同样的多次计算，在载波比N 足够大，调制系数 时，可以得到以下结论：双极性SPWM波形数学分析a）基波分量与调制系数成正比，即 说明只要改变参考正弦波的幅值，就可以改变 输出spwm波形中基波分量幅值，且该幅值与调 制系数成正比，这就为准确控制输出电压的基 波值打下了基础。 b）小于
8、（N2）次的谐波电压全部为零，消除了 （N2）次以下全部较低次数的高次谐波。双极性SPWM波形数学分析双极性SPWM谐波分析双极性SPWM谐波分析双极性SPWM谐波分析SPWM脉宽调制方法l同步调制基本同步调制方式，fr 变化时N不变，信 号波一周期内输出脉冲数固定；三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相输出对称SPWM脉宽调制方法l同步调制（续）为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数；fr 很低时，fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除；fr 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。l异步调制整个输出频率范围内载波比N不为常数，一般是保 持载波频率始终不变，这样
9、可使低频时载波比增 大，输出半周期内脉冲数增加，解决了较低次数 的高次谐波问题；不能在整个输出频率范围内满足N为3的倍数的要 求，会使输出电压波形相位随时变化，难以保证 正、负半波以及三相之间的对称性，会引起偶次 谐波等其他问题。 SPWM脉宽调制方法l异步调制（续）通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载 波比 N 是变化的；在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不 固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对 称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；SPWM脉宽调制方法l异步调制（续）当 fr 较低时，N 较大，一周期内脉冲数 较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；当 fr 增高时，N
10、 减小，一周期内的脉冲数减少 ，PWM 脉冲不对称的影响就变大。SPWM脉宽调制方法l分段同步调制是将同步、异步调制相结合的一种调制方法 ，它把整个变频运行范围划分为若干个频段 ，在每个频段内都维持载波比N为恒定，对不 同频段取不同的N值。 这样既保持了同步调制下波形对称、运行稳 定的优点，又解决了低频运行时谐波增大的 弊病。SPWM脉宽调制方法l分段同步调制（续）把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保 持N恒定，不同频段N不同；在 fr 高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在 fr 低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；SPWM脉宽调制方法l右图为分段同步调制时 ，载波频率f
11、c与调制频 率fr关系，低频时采用 异步调制，然后为分段 同步调制，基频以上时 进入方波工况。SPWM脉宽调制方法SPWM波形的生成l自然采样：将三相正弦波与三角波比较，在波形 相交点自然地确定脉冲的采样点和开关点。即采 样点和开关点重合。l优点： 1、基波幅值与调制度M成正比，利于调压；2、高次谐波随着载波比N与调制度M的增大而 减小，有利于波形正弦化。l缺点： 1、实时控制时难以计算脉冲宽度； 2、离线计算，利用查表法输出PWM波，占有 内存过大，不符合微机等采样周期的控制要求 。v规则采样 在载波三角波的固定点对正弦波进行采样，以 确定脉冲的前沿和后沿时刻，而并不管此时是 否发生正弦调制
12、波与载波三角波相交。也就是 说采样点和开关点不重合，采样点是固定的， 开关点是变化的。开关的转换时刻可以利用简 单的三角函数在线地计算出来，满足了微机全 数字控制的需要。SPWM波形的生成SPWM波形的生成v对称规则采样中生成的PWM脉宽较实际的正弦波 与三角波自然相交的脉宽偏小，使变频电源的输 出电压较低；而在不规则采样中，虽能更真实地 反映自然采样，但由于在一个载波周期中需要采 样两次，极大地增加了数据的处理量。因此，在 实际采样中我们采用的是平均对称规则采样。采 样时刻设在三角载波的谷底处，以此刻的正弦波 数值为中心，确定PWM脉冲的前后沿。 SPWM波形的生成SPWM脉宽调制方法q三相
13、380V理想电源供电 时电机转速与转矩波形实验一v第十周为实验课v使用工具 matlab/simulink/simPowerSystems仿真一 个三相电压源型逆变器，控制方式采用 SPWM，负载可选三相对称负载或异步电 机。v实验报告上请说明电路参数选择、控制实现 方式，仿真结果分析过程等。vSPWM的实现方式有两种： 一、脉冲波形的宽度可通过计算方法得到。 二、引入通讯技术中的调制概念。就是用一种参考波（通常是正弦波,有时 也用梯形波或方波等）为“调制波”，而以 N倍于调制波频率的正三角波（有时也用锯 齿波）为“载波”。SPWM的实现方式v由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变 化，因此它
14、与调制波相交时就可以得到一组 幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩 形脉冲序列用来等效调制波。v用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关 管的通断控制，把直流电变成交流电。即可 实现逆变器的PWM控制。SPWM的实现方式第四节 基于动态模型按转子磁链定 向的矢量控制系统 本节提要v坐标变换的基本思路v矢量控制系统的基本思路v按转子磁链定向的矢量控制方程及其解 耦作用v转子磁链模型v转速、磁链闭环控制的矢量控制系统 直接矢量控制系统 直流电机的物理模型直流电机的数学模型比较简单，先分析 一下直流电机的磁链关系。图5-1中绘出 了二极直流电机的物理模型，图中 F为励 磁绕组，A 为电枢绕组，C 为
15、补偿绕组 。 F 和 C 都在定子上，只有 A 是在转子 上。把 F 的轴线称作直轴或 d 轴（direct axis），主磁通的方向就是沿着 d 轴的 ；A和C的轴线则称为交轴或q 轴（ quadrature axis）。一、 坐标变换的基本思路图5-1 二极直流电机的物理模型dqFACifiaic励磁绕组电枢绕组补偿绕组主极磁场在空间固定不动；由于换向器 作用，电枢磁动势的轴线始终被电刷限定 在 q 轴位置上，其效果好象一个在 q 轴上 静止的绕组一样。但它实际上是旋转的，会切割 d 轴的磁 通而产生旋转电动势，这又和真正静止的 绕组不同，通常把这种等效的静止绕组称 作“伪静止绕组”（ps
16、eudo - stationary coils ）。虽然电枢本身是旋转的，但其绕组通 过换向器电刷接到端接板上，电刷将闭合 的电枢绕组分成两条支路。当一条支路中 的导线经过正电刷归入另一条支路中时， 在负电刷下又有一根导线补回来。分析结果电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁 动势抵消，或者由于其作用方向与 d 轴垂直而对主磁通影响甚微，所以直 流电机的主磁通基本上唯一地由励磁 绕组的励磁电流决定，这是直流电机 的数学模型及其控制系统比较简单的 根本原因。 交流电机的物理模型如果能将交流电机的物理模型（见下 图）等效地变换成类似直流电机的模式， 分析和控制就可以大大简化。坐标变换正 是按照这条思路进行的。在这里，不同电机模型彼此等效的原 则是：在不同坐标下所产生的磁动势完全 一致。 众所周知，交流电机三相对称的静 止绕组 A 、B 、C ，通以三相平衡的正弦电流时，所产生的合成磁动势
