教案第六章微波接收机20100509

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1、 119第六章 微波接收机 6.1 微波接收机的构成 微波接收机的组成在很大程度上取决于他们的用途。例如:通信接收机可能只要求窄带但必须可调,而雷达接收机只要求固定频率但相当的带宽(约为脉冲的倒数) ,电子战(EW)系统使用很宽的带宽以截获未知的发射频率。这些典型接收机的特性如表 6.1 所示。 120表 21.1 微波接收机的一般特性 性能 通信 雷达 电子战 典型应用 点对点通信,地面站(见第 3 章) 空中警戒,气象雷达(见第 4 章) 雷达预警,干扰接收机(见第 5 章)频率范围 0.0005-60GHz 1-100GHz 1-100GHz 微波电路带宽 数百兆赫 数兆赫 数千兆赫 灵

2、敏度 中等 高 高 总动态范围 中等 高 高 杂散抑制 互调分量影响其它通道 滤除低阶互调 限制强信号环境下性能 尽管这些特性一般都适用,但实际中有各种各样的变化,在实际中必须根据具体情况来确定,这就是系统设计和系统工程的工作。 121在所有这些应用中最一般的结构是超外差接收机(可调无线电频率接收机有时用于固定频率接收) 。在超外差接收机中, (1)接收到的信号在经过放大或不经过放大,在超外差接收机中经混频变为中频,这一中频(IF)经检波而获得信息,在某些应用中(特别在毫米波情况下)前面讲到的单一下变频根据对影响频率的瞬时接收所得到的接收机性能很差,为提高性能,需要采用双级超外差接收,如图 6

3、.1(b)所示。 在这里我们只讨论接收机的微波部分。低中频(IF)的检测电路在三种常见应用中通信,雷达,电子战,已在其他地方做了相应的叙述。 (通信(2,3) ,雷达,电子战(4-6) ) 。 122(a)单变频接收机 123(b)双变频接收机 图 6.1 单变频和双变频超外差接收机结构 有时采用其他两种结构,一种是调谐无线电频率(TRF-turned Radio Frequency) ,如图 4.4,用射频(RF)预选以限制带宽和进行频率调谐。这种结构用于雷达预警系统,因为其具有宽的瞬态带宽。另一种是零拍接收机(homodyne receiver)利用接收的部分信号生成本振,而振荡器调谐至

4、IF,如图 21.2 所124示。在零拍上变频器中的第二混频器将工作在 IF 的固定本振上变频而成为“伪本振” ,以用于下变频器。在混频器间的滤波器用以滤除由于变频产生的谐波(RF-IF) 。这种接收机结构可用于电子战接收机中的宽带接收,因为本振 LO 是由接收到的信号产生的,但是这种结构并不常用,因为可能接收不到实时信号并且灵敏度和动态范围一般低于超外差接收机。 图 6.2 零拍接收机简化电路 1256.2 微波接收机指标 微波接收机的设计包括分析如下作为变量函数的参数,这些变量如结构,增益,滤波器位置,滤波器的反射/插入损耗: 噪声参数(噪声因数或噪声温度) 线性动态范围 不失真动态范围

5、噪声因子是接收机输出端信噪比(S/N)等接收机输入端信噪比的商,噪声因子的对数是噪声系数。在这一章中考虑在如图 21.1 输出端的噪声系数,因而,为计算参数必须考虑接收机的误码率,中频效应和检波过程。 对大多数接收机而言, 检波效应相对于微波部分所产生的噪声效应来说较小 (在典型的 EW接收机中,检波电路的贡献为 2dB) 。 6.2.1 线性动态范围 线性动态范围定义为从接收机临界值(S/N=1)到接收机不再为线性系统之间所允许的输入信号变化范围,线性动态范围通常取决于器件的动态范围。利用适当调整各级的增益分布,可以获得最大的动态范围。在通信接收机中,利用自动增益控制电路(AGC)改变各级增

6、益来扩展动态范围。这种额外引126入的增益变化在计算 1-dB 压缩点时不计入。 线性动态范围可以定义为灵敏度正切或以最小可分辨率作为下限, 而1dB压缩点或溢出点作为上限。 接收机的灵敏度定义为,在可接受的信噪比要求下,系统可检测到的最小信号电平。为了计算灵敏度有 /sigRSinoutoutPPSNRNFSNRSNR=(6.1) 其中sigP表示输入信号功率,RSP表示源电阻噪声功率,以上都是对应单位带宽。由此有 outsigRSPPNF SNR=ii(6.2) 既然总的信号功率分布在信道带宽 B 的范围内,式(21.2)两边都必须在这个带宽内积分以得到总的均方功率,所以对于频带平坦的信道

7、 ,outsig totRSPPNF SNRB=iii(6.3) 式(21.3)把灵敏度估计为产生一定输出 SNR 的最小输入信号。稍微改变表示法,并用 dB 或 dBm表示上面的量,有 127/,minmin| 10lgdBmdBm HzdBdBRSinPPNFSNRB=iii(6.4) 其中,mininP是达到minSNR的最小输入电平,B 用 Hz 表示。注意式(6.4)与系统的增益无关。 假设输入是共轭匹配的,得到sR传输给接收机的噪声功率 sRP为 41174/4ss RinkTRPkTdBm HzR=(6.5) 上式假设在室温下。于是得到式(6.4)的简化形式为 ,minmin17

8、4/10lginPdBm HzNFBSNR=+(6.6) 注意前三项的和是系统总的累积噪声,有时称作噪声底限(noise floor) 。因为,mininP是带宽的函数,当接收机有较窄的信道时就非常灵敏(但是以较低的数据率为代价) 。 1dB 压缩点定义为解调性能变差或误码率超过给定值的大信号。在使用动态范围时,其定义必须明确。我们把输出功率从理想特性曲线下降 1dB 的功率电平点定义为 1dB 压缩点。在对数坐标中绘制出输出信号作为输入信号的函数时,输出信号幅度将在 1dB 压缩点处比它的理想值下降 1dB。 1286.2.2 不失真动态范围 不失真动态范围(spurious-free dy

9、namic range,SFDR)是从临界电平到二阶和三阶非线性效应等于临界电平时的输入信号范围。通常根据灵敏度的要求制定其下限;而上限定义为,在双声测试中使得三阶交调项不超过噪声底限的最大输入电平。用 dBm 表示所有的量,我们有 129, 32outIM out inIPPPPP=+(6.6) 其中,IM outP表示输出端三阶交调分量的功率。因为outinPPG=+及,IM outIM inPPG=+,其中 G是用 dB 表示的电路功率增益,,IM inP是输入相关的三阶交调项的大小,有 , 33 22ininIM inIM in inIPPPPPPP=+=(6.7) 因此有 3,23I

10、PIM in inPPP+= (6.8) 于是使得交调项等于噪声底限的输入电平为 3,max2 3IPinPFP+=(6.9) 其中17410lgFdBmNFB=+。 SFDR 是,maxinP和,mininP的差(用 dB 来表示) , 13033 minmin22()()33IPIPPFPFSFDRFSNRSNR+=+=(6.10) 通常不失真动态范围小于线性动态范围。通常提取这一参数的方法是下面要讨论的截断电平。在接收机中增加选择性滤波器可以增加不失真动态范围。但在许多情况下却不可能,因为失真发生在接收信号的带宽内。 6.2.3 截断点的确定 在放大器中的失真和混频器中产生的不需要的混频

11、分量是限制接收机不失真动态范围的主要因素。用来估计失真信号程度的方法是截断电平。截断电平是放大器或混频器输入输出功率关系的延拓。器件并不工作在截断电平上。 利用与第 13 章混频器中相似的方法,具有失真分量放大器输出为 23 0123 0.,(6.11)i outinininiin iVaa va va vav=+=这是一个 Taylor 级数。对实际应用来说,只有前面少数几项是重要的,并且给予特定的名称(后面讨论) ,输出信号取决于输入信号的个数,如单频 11sininVVt= 131或双频 1122sinsininVVtVt=+ 这时,式(6.7)就等价于单频或者双频信号的情况。 式(6.

12、7)表明,当输入电压inV增加时,与三阶产物相关联的电压按3 inV增加。由于功率正比于电压平方,因此还可以说三阶产物的输出功率须按输入功率的立方增长。所以对于小的输入功率,三阶交调产物应当是很小的;但当输入功率增大时,它就迅速增长。 一阶(或线性)产物的输出功率正比于输入功率,所以描述这种响应的直线的斜率为 1(在压缩开始前) 。而描述了三阶产物响应的直线的斜率为三(二阶产物会有斜率为二的响应,但这些产物通常不在元件的通带内) 。 线性和三阶产物响应两者在工输入功率下会出现压缩现象, 所以我们把理想响应的延伸用虚线表示。由于这两条直线有不同的斜率,因此它们会相交,其交点典型地在压缩开始点的上

13、方,如图所示。这个假想的交点(在此一阶和三阶功率相等)成为三阶截点(third-order intercept point) ,用 IP3表示,它指定为输入功率或指定为输出功率。通常对于放大器,IP3 以输出作为参考;而对于混频器,则以输入作为参考。如图所示,通常 IP3 发生在比 1dB 压缩点更高的功率电平上。很多实际的元件遵照这样一个近似的惯例,即假定 IP3 比 1dB 压缩点大 1215dB(假定这些功率以同一个点作为参考) 。 132我们可以利用式(21.7)把 IP3 表示如下。定义 1P为1频率下想要信号的输出功率。则由式(21.7)可得 122 11 2inPa v=(6.1

14、2) 类似地,定义 122P为频率122的交调产物的输出功率。则由式(6.7)可得 3226 3312239 4321()2inina va vP= (6.13) 按此定义,这个两个功率在三阶截断点上相等。若定义在截断点处的输入信号电压为3IPV,则使式(21.12)和式(21.13)相等,可得 2226 133319 232IPIPa Va V=解出3IPV为 1 3 34 3IPaVa=(6.14) 133因为 IP3 等于在截断点处 1P的线性响应,所以由式(6.12)和式(6.14)得到 3133 21 13 321|23IPinIPvVIPaPPaVa=(21.15) 其中,IP3

15、在这种情况下是以输出端口作为参考的。 1346.2.3.1 0a和1a 项 1350a 项表示直流偏置分量,1 ina v 项为放大器中的主线性项。 6.2.3.2 2a 项 2 2ina v为第一畸变项,对单频信号来说 ()2 ,22212 2 1 1sin(1 cos2)2outvavta vt=(6.16) 式(21.16)中的常数项使放大器偏离偏置电压,它正比于输入信号幅度的平方(这是平方率检波器中的项) 。这第二项是由于输入特性曲率的产生二次谐波畸变。 (用于倍频器) 。 对双频输入而言 22 ,2211221 212( sin)(sin)2sinsinoutvavtvtvvtt=+

16、 (21.9) 其中前两项为二次谐波失真,称为双频输入时的互调失真。在宽带放大器中,滤波器无法将其滤除。利用第 13 章中的恒等式,最后一项可写为 1 ,22 1 21212cos()cos() outva v vtt=+(6.17) 136这是我们的熟悉的用于倍频器或混频器里的和差频项公式,在超外差接收机中,差分量12()由中频放大器放大,如果是在这种情况下使用,则这一项就不认为是失真(是所需的信号) 。 6.2.3.3 3a项 在单频输入时 3 33 1 ,331111(sin)(3sinsin3)4outa vva vttt= (6.18) 它包括正比于输入频率的失真项3 inv(1 ina v的失真项) ,它构成 1-dB 压缩点。 双频

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