有源箝位设计程序

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1、 有源箝位正激变换器的设计程序 概述： UCC2891 电流型有源箝位 PWM 控制器提供了一个高度集成特色的控制器,专为有源箝位正激或反激变换器的精确 控制服务。UCC2891 的数据包含了精确设置 IC 所必须的全部细节。当然，这些有效的设计考虑及培训主要在有源箝位 的功率级。它规定要预先设置好控制 IC，本文使用有源箝位正激拓朴作实例，箝位部分，功率级和控制环路补偿在随 后都作细节描述。 1简介： 单端正激变换器是单或多电压输出,功率在 50W500W 范围的一种通用选择。有几种广泛使用的实现变压器复位技 术。有源箝位的方法是既简单又有最佳性能的方法。ZVS（零电压开关）低的开关电压应力

2、，扩展出占空比范围, 以 及减少了 EMI。组合在一起有效地改善了效率。综和这几个因素考虑都将是选择有源箝位技术。 但有源箝位的缺点之一就是需要精密的占空比箝制,如果没有箝住一些最大值，增加的占空比可能会导致变压 器的饱合或主功率 MOSFET 上的附加电压应力,这可能会导致灾难性损坏。另一个缺点是需要对同步延迟时间的先 进的控制技术。 在主功率 MOSFET 与箝位 MOSFET 栅驱动之间的时间延迟。 UCC2891 系列的主要特色之一就是提 供驱动一个 P 沟 MOSFET（低边）或一个 N 沟 MOSFET（高边）的能力。主功率开关和箝位开关之间的时间延迟 的调整使过去使用有源箝位技术

3、时的缺点在 UCC2891 用作控制 IC 时已不存在了。 对任何电源设计，满足设计规范小心地设计功率级控制环路。及最终设置 PWM 控制器都是成功的关键。对于 有源箝位正激拓朴要有一些附加考虑，这将在下面的设计实例中讨论，此例用了简洁明快的 UCC2891 PWM 控制 IC。设计功率级,箝位级,控制环以及 PWM 的设置正如理论研究一样,都是 ZVS 所固有的，它适用于 UCC2891/2/3/4 及 UCC2897。 2有源箝位开关工作的基本原理： 在设计功率级之前，了解有源箝位的基本时序原理是很重要的，参看6和7,这里有八个阶段，深入地钻研有 源箝位的电流交换，用低边有源箝位结构作为例

4、子，完整的开关周期 t0 t4可以简化并表述出四个性质不同的开关 过程。如图 1图 4。 2.1 t0- - - t1 功率传输 在此阶段功率由主开关传输至二次侧,此时 Qmain 导通,在此条件下刚好在 ZVS 条件下导通。因其体二极管先前 已经在导通状态（见图 4）初级电流通过 Qmain 的沟道电阻。而且变压器的磁化电流加上折算到二次侧的输出电流。 在二次侧，正向的同步整流 Qf 导通，并且流过整个负载电流。在先前状态，负载电流是流过同步整流 Qr 的体二极管。 所以 Qf 是硬开关状态的开启损耗的。 Confidential2.2 t1 t2谐振状态： 这是整个开关周期中出现的两个谐振

5、状态的第一个，在此状态 QMAIN在 ZVS 状态下关断，初级电流仍旧连续 地通过 CcL流过 DAOX,QAUX必须是 P 沟道 MOSFET（对低边箝位） ，由于此时二次负载电流流过回流 MOS。此时无 折射到一次侧的电流。所以仅有流过 DAUX的电流为变压器的磁化电流。因此 QAUX二级体最大的损耗很小，并且 给出了 QAUX的 ZVS 状态开启的条件。QMAIN关断和 QAUX开启之间的延迟时间即谐振周期是已知的。 这是识别有源箝位同其它单端变压器复位方式的主要方法。在二次侧 QF是在硬开关方式下关断的，整个负载电流 却是通过 DR的。对大电流输出的应用。DR的导通损耗，成为整个功耗的

6、主要部分，也是限制工作频率进一步提示 的关键因素，当然 DR的导通对 QR在 ZVS 状态下开启仍是必要的，虽然对自偏置同步整流不可能支掉它，但 仍 要尽量减小 DR的导通时间，令其接近为 0，但还要保持 QR为 ZVS 导通。 2.3 t2 t3有源箝位： 这是有源箝位状态，此时变压器初级复位，虽然图 3 的等效电路示出初级电流返转，变压器从正向至负向的电流 流向实际都是锯齿状，当磁化电流达到正向峰值时，又回到原状态，从 0 反向升起。在初级侧，QAUX现在在不同 的输入电压 VIN和箝位电容电压值之间完全地导通且加到变压器初级侧, QAUX在磁化电流流过时公有很小的导通损耗.而在二次侧 Q

7、R则流过整个负载电流,有较高的导通损耗. Confidential2.4 t3 t4谐振状态： 这是一个完整周期中出现的第二次谐振状态,在此状态下, QAUX在 ZVS 状态下关断,初级电流仍旧反向流动,只不过 是通过QMAIN的体二极管DMAIN初级电流是负向的,但在此期间,此电流方向将要反转(已经很小). QMAIN的体二楹管开 始导通,来为 QMAIN 的导通设置 ZVS 导通条件,这在 4.4 节中会进一步描述.而在二次侧,DR 刚好在导通状态下让 QR 关断,因此 QR 在 ZVS 状态下关断,但与之相象 t1 t2, 根据经验,不可免地因体二极管导通出现功耗.在 t4 完 成时,开

8、关周期又返回 t1 t2 根据经验,不可免地因体二极管导通出现功耗。 在 t4 完成时,开关周期又返回 t0 - - - - t1 状态。 Confidential3.设计规范: 采用 UCC2891 有源箝位 PWM 控制器设计一个 100W 正激变换器，给出 3.3V 30A 的输出,变换器必须工作在通 讯用的输入电压范围 36VVIN72V,一些关键电气设计描述见表 1，结构设计为工业标准的半砖尺码。 表 1.UCC2891 设计实例规范. 4.功率级设计: 一个顶级的基本组件组成的有源箝位正激变换器功率级电路示于图 5. Confidential有源箝位功率级由辅助开关QAUX,箝位电

9、容CCL组成,由于QAUX的参数为初级地,这应参照低边箝位方法,有源箝位组 件的细节描述见 4.3. 对 3.3V 输出 30A 电流,同步整流用在输出级以保持高效率.为简化设计采用自偏置同步整流,两支功率 MOSFET 为整流的 QF，回流的为 QR.。 功率级设计从选择二次侧输出组件开始. 4.1 输出功率级设计: 正激电路使用第三个复位绕组时通常最大占空比限制于 50%而 RCD 箝位及谐振复位的正激变换器可以略微超 过 50%.而有源箝位复位可将最大占零比推向 60%甚至 70%。 （特别在低压应用时） 。在本例中,最大占空比在 36V 输入时定为 60%,在 72V 输入时大约为 3

10、0%. 输出电感 L0可以用给出的允许的最大电感纹波电流 I 来计算。 4.1.1 输出电感: 假设峰峰电感纹波电流为最大输出电流的 15%，法拉弟定律（1）可用来求解 将结果化整，减小纹波电流，即加大感量，允许纹波电流大就减小感量，要考虑到，作为IC0若允许增加， 则 RMS 纹波电流在输出电容处增加，如输出滤波所描述的任何开关损耗，当决定选择 L0 值时，必须看到这一点。 对于本设计， 流行的 （OTS） 方式是磁材使用要有低矮的结构， 以及可重复设计的特性。 或者选 Pulse 公司的 PA0373， 其规格为 30A，2uH 感量。饱合电流为 35A,PA0373 还包括 1:4 的耦

11、合绕组,它适于用作初级的自举偏置电压。 用(3)式计算IL0,用于反回计算,代入 2uH 感量. Confidential一个 4.2APP传输 14%的总负载电流。它比容许的电感纹波电流更可以接受，用（5）式最大 RMS 电感电流算出 为 30.1A RMS.它基本等于最大负载电流. 尽管对更高的IC0, 这个计算也能确保输出电感不会工作在饱合区. 4.1.2 自举偏置源: 在自由运转阶段，当 QR导通时,则跨过输出电感上的电压即是输出电压,由于 PA0307 使用的匝比为 1:4 的耦合绕 组,这样给出自举电压 VBoot为: 求解(6)式: VBOOT=(NBOOTV0)- VD(Boo

12、t) (7) 用(7)式, 设肖特基二极管正向VF为0.5V对VD(Boot)其值为12.7V, 对不同的VOUT, VBoot会不一样, (6)式重新安排以解决 不同的匝比得到不同的 VBoot. VBoot=(43.3V)- 0.5V=12.7V (8) 耦合绕组的技术见图7, 在正常工作条件下, 工作很好, 但要注意VBoot取决于VOUT, 在不正常工作时, 如过流短路等 VOUT就不正常, 会导致变换器工作在打呃状态, VBOOT也会降到 PWM IC 的欠压锁定状态之下,如果 PWM IC 必须保持全 部功能（在故障时）若 VOUT失去稳定，此时则另要偏置源，令其保证 VBOOT在

13、 UCC2891 的欠压锁定 值之上。 从 UCC2891 的数据表中，知道起动电压为 12.5V 最大起动电流为 500uA, 这个信息可用于设计 VBOOOT 电容，见（9）式： Confidential将已知数据代入，得： CBoot=10uF (10) 4.1.3 输出电容： 输出电容的选择基于许多实用要求，诸如成本，几何尺寸。功能及可能性。此例取决于最小输出电容要允许输出 纹波电压小于输出电压的 1%，或为 33mV, 掌握了电感纹波电流， 最小输出电容可由（11）或计算（12）式得出。 由(2)式给出的值仅是确保输出纹波的最小值。最终选择值还要参照 Resr (OUT)及瞬态响应。

14、限 33mV 纹波。 输出电容的 Resr 要小于（13）式，由（14）式给出。 如果瞬态响应是一个设计考虑, 那么输出电容的选择就能从所要求的瞬态电压过冲值得出. V0S为过冲电压, 它在输出负载电流变化的范围内不得超出允差。用电感能量及电容能量的 交互可计算出，见(15)式: 对负载的变化从 50%到满载,限制瞬态电压不超过输出电压的 3%,则 C0计算出为 672uF,示于(16)式: 两个 330uF/ 6.3V 的 POSCAP 电容并联，再加一支 10 uF 瓷片电容就能很好地满足瞬态特性.小尺寸,低成本的要求。6TPD330MPOSCAP 为三洋公司产品, ResR 为 10 m

15、,最大纹波电流为 4.4ARMS. 从(15)式,注意 C0正比于 L0,它还取决于 fsw 及IL0, 作为一点注意，:这是一个交互功率级，为此目的的一个理由，纹波 的对削效应减小了IL0，容许更高频率工作,它可减小 L0一个更小值的 L0,会导致更小的 C0值, 还大大减小了 L0,。C0的 时间常数，功率级就会有更快的瞬态响应，为应用象中间总线变换器, 瞬态响应可以更少.。C0可选择得更少，只一个 电容即可。 4.1.4 同步整流: 选择合适的功率 MOSFET 作自偏置同步整流应用有很多考虑。 在自偏置应用中,MOSFET 的栅源电压理想状态系直接 接在变压器二次绕组处。结果是栅压不是

16、稳定的,它随输入电压,变压器的复位电压,变压器初次级匝数比变化.如果输入 电压高过 2:1,自偏置方式就不能选用。就要用控制驱动的解决方案。为此,一个好的着眼点,为通过计算确定变压器的变 比,根据输入电压的范围,改变同步整流栅驱动电压可以计算出来， 根据伏秒积平衡原理,在输出电感处可得到最小的二次 电压 VS(min)由(17)式给出: Confidential由 QMAIN的上升,下降时间及延迟时间尚不知晓,最坏情况下，为总周期的 3%,可起始设定用来解决问题见(18)式: 已知最小输入电压,作为(18)式结果,现在可以用计算初级到次级的变压器变比,由(19)式给定. 将匝比化成整数为 6, 假设二次最低电压大于(18)式的结果, 正如上面提到的, 同步 MOSFET 的栅源电压是不稳定的, 所以下步要决定在整个输入电压范围内在匝比为 6 时每个 MOSFET 的栅压为多少. QF的