同步整流双谐振 llc-dcx 悬浮控制电源研究

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1、同步整流双谐振 LLC-DCX 悬浮控制电源研究 刘文军 马红波 (西南交通大学 电气工程学院 四川 成都 610031) 摘要摘要 高压输入、 低压多路输出是磁悬浮控制电源的主要特点。 针对传统悬浮控制电源设计中存在的占空比失调、稳压率差及转换效率低等问题，提出了基于同步整流双谐振 LLC-DCX 的两级式变换方案，该方案在实现主次侧开关管 ZVS 和二次侧整流管低损耗的同时，降低了输入电流纹波；论文在介绍了双谐振 LLC-DCX 的工作原理的基础上，讨论了电源的关键参数设计。210W，220-380V 输入、4路输出的原理样机的实验结果及比较很好的验证了研究方案的优越性。 关键字：同步整流

2、；悬浮控制电源；双谐振 LLC-DCX；多路输出 1 引言 随着能源短缺、环境污染，城市交通拥堵等问题的日趋严重，节能、环保的磁悬浮列车成为工业界和学术界研究的热点。 悬浮控制电源用于为悬浮控制电路提供稳定的工作电压, 是磁悬浮列车必不可少的电力电子装置。相较其他电气设备，悬浮控制电源功率相对较低， 并未引起学术界和工业界的重视。目前仍采用变压器多绕组技术实现1。该方案中， 控制回路只对其中要求较高的输出支路进行反馈控制，其他支路处于开环状态，其输出电压取决于变压器的匝比，因此成本最低。但是非控支路的稳压率较差，交调严重。而且，变换器通常采用诸如反激、正激和半桥等硬开关拓扑，电源转换效率较低。

3、从本质上来讲，悬浮控制电源是一个典型的高压输入、低压多路输出的 DC-DC 变换器。加权电压控制2是一种低成本解决方案。其采用一定的加权系数对多路输出电压进行反馈控制。 其本质上并没有消除误差，而是将误差进行加权分配。一般来说，加权电压控制仅适用于 2 路输出的场合。对于 3 路以上且需要隔离输出 (如磁浮控制电源， 航空电源） ， 控制回路变得相对复杂。 文献3-5相继提出了如 PWM-PD，PWM-PS，PWM-PFM 等混合控制方法。这些混合控制方法，通过反馈不同支路的输出电压来分别改变调制信号的不同变量，因此电压调节范围有限，主要应用于 2 路输出、功率小及输入电压变化范围较小的场合。

4、 增加诸如线性调整器6，磁放大器7及开关调整器8的两级式方案是提高稳压率、 消除交调的另一类行之有效的解决方法。此方案中前级变换器通常采用正激，半桥及推挽等硬开关拓扑9。因此效率和成本成为该方法的主要瓶颈。 相较于其他变换器拓扑， LLC 谐振变换器因其高效率、高功率密度的特点在诸如计算机电源、通信电源等场合得到了广泛应用。 文献调研还未见应用于多路输出的磁浮控制电源领域。而且文献10-11所研究的结果仅仅适合于 2 路输出的 LLC谐振变换器，无法应用于 4 路输出的悬浮控制电源。为此，论文针对悬浮控制电源输出路数较多且要求隔离(输入输出隔离、 各路输出间隔离)的特点，引入双谐振变换器拓扑，

5、 提出了基于同步整流双谐振 LLC-DCX 的两级式变换方案，解决了传统设计中存在的问题，在实现各路精确稳压的同时，大大提高了磁浮控制电源的效率和可靠性， 同时降低了输入电流纹波。 2 系统结构与电路拓扑 论文研究的悬浮控制电源结构如图 1(a)所示，其主要由前级同步整流双谐振 LLC 变换器和后级同步整流 Buck 变换器组成。同步整流双谐振 LLC变换器开环工作于谐振点，即直流变压器 (DCX) 模式， 在实现高效率变换的同时， 采用多绕组技术，通信作者：马红波, Email: 基金项目: 国家自然科学基金(51407149)，中央高校科研业务经费将高的输入电压初调为 4 路合理的中间电

6、压； 后级同步 Buck 变换器则把前级变换器的输出电压变换成满足要求的 4 路输出电压 V01、V02、V03和 V04，供悬浮控制系统应用。 (a) 系统结构 (b) 同步整流双谐振 LLC 变换器拓扑 图 1 磁悬浮控制电源系统结构及电路拓扑 图 1(b)为悬浮控制所采用的同步整流双谐振LLC 变换器拓扑。为了分析该变换器的工作原理，假设上下谐振网络的参数一致，即 Lr1=Lr2=Lr，Lm1=Lm2=Lm，Cr1=Cr2=Cr。LLC 谐振变换器有两个谐振频率， 其中一个谐振频率由谐振电感 Lr和谐振电容 Cr确定， 另一个谐振频率由 Lm， Lr与 Cr确定，分别如下： 12rrrf

7、LC12()mrmrfLLC(1) 考虑到电路的对称性，以 1/2 开关周期为例介绍电路的工作原理。 电路在半个周期可分成 4 个工作模态， 理论工作波形及等效电路分别如图 2 和图3 所示。 模态模态 1t0, t1：t0时刻，MOSFET Q1 ZVS 开通，此时，上下谐振网络上所加的电压分别为 0 和 Vin。此时，谐振电流和激磁电流的差分别通过变压器TR1 和 TR2 传递到负载。在此阶段，由于采用的同步整流驱动策略的限制，同步整流管并未开通，因此二次侧电流分别流过同步整流管 S1和 S4的寄生体二极管， 变压器 TR1和 TR2分别被钳位于-nV01和 nV02，激磁电流 iLm1和

8、 iLm2分别以-nV01和 nV02增加。此模态的时间非常小。此阶段仅仅上下谐振网络的谐振电感与谐振电容参与谐振，谐振频率为1/ 2rrrfL C。此模态一直持续到 S1和 S4导通为止， 等效电路和电流波形分别如图 2 和图 3(a)所示。 Vgs_Q1iLr2iinis2tttttVin tiLm1iLm2iLr1ttis1Vds_Q1is1is2is1is2is4t0t1t2t3tis3is4is3is4is3t4Vgs_S1vgs_S1 vgs_S2Vgs_S2Vgs_S1Vgs_S2Vds_S2Vds_S1Vds_S2Vds_S1vds_S1 vds_S2tVgs_Q2图 2 理论

9、工作波形 (a) 模态 1t0, t1 (b) 模态 2 t1, t2 (c) 模态 3 t2, t3 (d) 模态 4t3, t4 图 3 同步整流双谐振 LLC-DCX 不同模态的等效电路 模态模态 2t1, t2： t1时刻，MOSFET Q1继续保持导通， 同步整流控制芯片通过检测 SR 的漏源电压，触发同步整流管 S1和 S4，使其导通。此状态中，由于同步整流管 S1和 S4的导通，大大降低了导通损耗，因此可以大大提高变换器效率。 模态模态 3 t2, t3： t2时刻, MOSFET Q1继续保持导通，同步整流控制芯片通过检测 SR 的漏源电压，触发同步整流管 S1和 S4，使其关

10、断。但此时，二次侧电流并未为 0，二次侧电流重新经过同步整流管 S1和 S4的寄生体二极管，传递给负载，此模态的时间非常短。该模态直到 t=t3时刻结束，此时谐振电流等于激磁电流，即 iL1=iLm1、iL2=iLm2。 模态模态 4t3, t4：正如模态 3 所述， t=t3时刻，MOSFET Q1正好关断，且上下谐振网络的谐振电流等于励磁电感电流，副边同步整流管 S1，S4实现了 ZCS。在此模态下，Lr1、Lm1与 Cr1共同谐振，Lr2、 Lm2与Cr2共 同 谐 振 ， 谐 振 频 率 为1/ 2()rrmrfLLC。由于 MOSFET Q1和 Q2均处于关断状态，谐振电流将对 Q1

11、、Q2的寄生电容进行充放电，t4时刻，Q2的漏源电压 Vds将正好降为 0，为 Q2管的 ZVS 开通做准备。 3 同步整流控制策略 理论上，双谐振 LLC 谐振变换器工作于 DCX 模式时，其同步整流管的驱动时序完全可以通过主次侧驱动信号合成12。然而在实际硬件实现时却是不可行的，其原因如下：(1)由于寄生参数和磁性元件设计的误差，很难保证电路工作于真正的谐振点，除非采用谐振频率自动跟踪技术13。当实际工作频率略低于谐振点时，双谐振 LLC-DCX 二次侧整流管将工作于断续模式；如果采用互补的二次侧驱动时，将产生反向能量流，这个反向能量流不但会增加导通损耗，而且会造成主次侧开关管的损坏12；

12、(2)本文中的双谐振LLC 为多路输出，由于负载、等效 Q 值差异，二次侧各路输出的电流并不完全同步。 因此， 出于上述考虑，本文设计中必须采用电流型驱动方式。 常用的电流型驱动主要有两种：(1) 通过电流互感器(CT)检测流过同步整流管的电流来产生驱动信号14。但是由于二次侧电流较大，不但增加了成本和PCB 尺寸，而且降低了变换器效率15。对于需要多路输出的悬浮控制电源而言，其缺点将变得更为明显；(2) 通过检测同步整流管漏源极电压判断电流流过同步整流管的情况，从而产生驱动信号。该方式具有控制简单，可靠性高，体积小，成本低，而且已有诸如IR1167、TEA1761 和 SRK2000 等商用

13、芯片可供选择，非常适合用于高效率悬浮控制电源。本文采用 ST 公司的 SRK2000，其详细的控制框图可参考其数据手册。 4 LLC-DCX 的参数设计 与传统输出稳压的 LLC 谐振变换器不同，本文中双谐振 LLC 变换器工作于 DCX 模式。 在实际电路中，很难保证电路工作在谐振点。因此设计LLC-DCX 的谐振网络的方法是保证谐振网络增益在谐振点 fr附近随频率变化的影响相对较小。详细参数设计过程如下： (1) 计算变压器计算变压器 TR1 和和 TR2 匝比匝比 由于同步 Buck 控制芯片 NCP1034 的最大占空比为 0.8，所以变压器的变比如下： 1_ min 5V 101ma

14、x2/pinsNVnNVD (2) max02min_21 V24/2DVVNNninsp (3) max03min_32 V15/2DVVNNninsp(4) (2) 谐振网络参数的设计谐振网络参数的设计 根据文献16的分析，可以推导出保证开关管ZVS 的励磁电感 Lm： d m osss8tLCf (5) 选 取 死 区 时 间td=300ns ， 开 关 管 为IPP60R099CP，其数据手册中输出等效电容 Coss的典型值为 130pF，由式(5)可知 Lm为 1.9mH。再考虑电路的寄生电容的影响，实际取 350H。 图 4 给出了 LLC 谐振增益曲线随电感比 k 和品质因数 Q

15、 的变化曲线，从中不难得出： (1) 品质因数 Q 一定时，k 越大，在谐振点 fr附近的增益变化就越小； (2) 电感比 k 一定时，Q 越小，在谐振点 fr附近的增益变化越平坦。因此，在保证电路 ZVS 的前提下，尽可能选取大的 k 值和较小的 Q 值。实际上的设计中，k 和 Q 的选择是一个闭环的折中优化过程，从而保证 k 不会过大，Q 不要过小，否则会增加器件选型的困难和影响电路效率。 00.20.40.60.811.21.41.600.511.522.53k=2 k=3 k=4 k=5 k=6 k=7 k=8 k=9 k=10(a) 电感比 k 的增益曲线的影响(Q=0.32) 00

16、.20.40.60.811.21.41.600.511.522.53Q=0.1 Q=0.2 Q=0.3 Q=0.5 Q=0.7 Q=1 Q=3 Q=5 Q=7ZVSZCSfn=fs/frfr(b) 不同品质因数 Q 的增益曲线(k=10) 图 4 LLC 谐振网络增益曲线 基于以上原则，我们的设计过程如下： 首先根据经验给定一个相对较大的 k 值，并通过式(6)和式(7)计算出谐振电感 Lr和谐振电容 Cr： m rLLk(6) 2 r1 (2)r rCfL(7) 一旦确定了激磁电感 Lm，k，Lr及 Cr的值，则通过式(8)计算出相应的 Q 值： 2rmacf LQk R(8) 接着基于 k 值和计算的 Q 值，绘制增益曲线，验证谐振点 fr附近的增益变化对频率的敏感性。同时进行损耗分析， 初步评估效率值。 否则降