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1、19 模拟开关与多路转换器问：ADI 公司不给出 ADG 系列模拟开关和多路转换器的带宽，这是为什么?答：ADG 系列模拟开关和多路转换器的输入带宽虽然高达数百兆赫，但是其带宽指标本身不是很有意义的。因为在高频情况下，关断隔离(offisolation)和关扰指标都明显变坏。例如，在 1MHz 情况下，开关的关断隔离典型值为 70dB，串扰典型值为-85dB。由于这两项指标都按 20dB/+倍频下降，所以在 10MHz 时，关断隔离降为 50dB，串扰增加为-65dB；在100MHz 时，关断隔离降为 30dB，而串扰增加为-45dB。所以，仅仅考虑带宽是不够的，必须考虑在所要求的高频工作条件
2、下这两项指标下降是否能满足应用的要求。(关断隔离是指当开关断开时，对耦合无用信号的一种度量译者注。)问：哪种模拟开关和多路转换器在电源电压低于产品说明中的规定值情况下仍能正常工作?答：ADG 系列全部模开关和多路转换器在电源电压降到+5V 或5V 情况下都能正常工作。受电源电压影响的技术指标有响应时间、导通电阻、电源电流和漏电流。降低电源电压会降低电源电流和漏电流。例如，在 125C，15V 时，ADG411 关断状态源极漏电流 IS(OFF)和漏极漏电流 ID(OFF)都为20nA，导通状态漏极漏电流 ID(ON)为40nA；在同样温度下，当电源电压降为5V，IS(OFF)和 ID(OFF)
3、降为25nA，ID(ON)降为5nA。在+125C，15V 时，电源电流 I DD ，I SS 和 IL 最大为 5A；在5V 时，电源电流，最大值降为 1A。导通电阻和响应时间随电源电压降低而增加。图 1 和图 2 分别示出了 ADG408 的导通电阻和响应时间随电源电压变化的关系曲线。图 1 导通电阻与电源电压的关系曲线问：有些 ADG 系列模拟开关是用 DI 工艺制造的，DI 是怎么回事?答：DI 是英文 Dielectric Isolation 介质隔离的缩写，按照 DI 工艺要求，每个 CMOS 开关的 NMOS 管和 PMOS 管之间都有一层绝缘层(沟道)。这样可以消除普通的模拟开
4、关之间的寄生 PN 结，所以可以制造出完全防闩锁的开关。在采用 PN 结隔离(不是沟道)工艺中，图 2 响应时间与电源电压的关系曲线图 3 DI 工艺结构示意PMOS 和 NMOS 管中的 N 沟道和 P 沟道构成一种反向偏置正常工作的二极管，当模拟输入信号超过电源电压时，开关处于过压或断电状态，二极管正向偏置，构成双晶体管组成的类似可控硅(SCR)电路。由于它对此电流剧烈地放大，最终导致闩锁。然而，采用 DI 工艺制造的 CMOS 开关不会产生这种二极管效应，因此使器件防闩锁。问：带故障保护的多路开关或通道保护器是如何工作的?答：带故障保护的多路开关的一个通道或通道保护器是由两个 NMOS
5、管和两个 PMOS 管组成的。其中一个 PMOS 管不放在直接信号路经上，通常将另一个 PMOS 管的源极接到它的衬底(背栅极)。这样可以起到降低阈值电压的作用，从而可增加正常工作条件下输入信号的范围。基于同样理由，将一个 NMOS 管的源极和另一个管子的背栅极相连。正常工作期间，带故障保护的多路转换器和普通器件一样工作。当输入通道出现故障时，这意味着输入信号超过由电源电压决定的阈值电压。阈值电压与电源电压的关系如下：对于正过压情况，阈值电压由(V DD -V TN )决定。其中 V TN 为 NMOS 管的阈值电压(典型值 15V)；对于负过压情况，阈值电压由(V SS -V TP )决定。
6、其中 VTP 为 PMOS 管的阈值电压(典型值 2V)。当输入电压超过上述阈值电压而且通道未加负载时，通道输出电压可箝住到阈值电压。问：当出现过压时，上述多路转换器如何工作?答：图 4 和图 5 示出了信号路经晶体管在过压条件下的工作情况。图 4 示出了当正过压信号加到通道时，NMOS，PMOS 和NMOS 三个管子串联工作的情况。当第一个 NMOS 管的漏极电压超过(V DD -V TN )时，它进入饱和工作状态。它的源极电位等于(V DD-V TN )，而其它两个 MOS 管则处于非饱和工作状态。图 4 正过压施加在通道上的工作情况图 5 负过压施加在通道上的工作情况当负过压施加通道上漏
7、极电压超过阈值(V SS -V TP )时，PMOS 管进入饱和工作方式。像正过压情况一样，其它两个 MOS管都处于非饱和状态。问：负载如何影响箝位电压?答：当通道加负载时，其输出电压箝位在两个阈值电压之间。例如，负载为 1k，V DD =+15，在正过压情况下，输出电压箝位在(V DD -V TN -V)，其中 V 为通道上两个非饱和 MOS 管上产生的电压降 IR。这个例子说明被箝位的 NMOS 管的输出电压低于 135V。因为其余两个 MOS 管的导通电阻通常为 100，所以流过的电流为 135V/(1k+100)=1227mA，在这两个管子(NMOS 和 PMOS)上产生的电压降为 1
8、2V，从而使箝位电压 VCLAMP 为 123V。因此出现故障期间的输出电流由负载决定，即 V CLAMP /RL。图 6 箝位电压的确定问：当电源断电时，带故障保护的多路转换开关和通道保护器还有保护作用吗?答：有。当电源电压降低或突然断电时，这种器件仍然有故障保护功能。当 V DD 和 V SS 等于 0V 时，如图 7 所示，管子处于断电状态，此时电流小到亚纳安级。问：什么是“电荷注入”?答：模拟开关和多路转换器中出现的电荷注入是指图 7 电源断电状态与构成模拟开关的 NMOS 和 PMOS 管相伴的杂散电容引起的一种电荷变化。模拟开关的结构模型以及与其相伴的杂散电容如图 8 和 9 所示
9、。模拟开关基本上由一个NMOS 管和一个 PMOS 管并联而成。对于双极性输入信号，这种结构产生一个“浴盆”形电阻，其等效电路图示出了由电荷注入效应引起的主要寄生电容 C GDN (NMOS 管栅漏电容)和 G GDP (PMOS 管栅漏电容)。伴随 PMOS 管产生的栅漏电容大约是NMOS 管产生的栅漏电容的 2 倍，因为这两种管子具有相同的导通电阻，PMOS 管的面积大约是 NMOS 管的 2 倍。因此对于从市场上得到的典型模拟开关来说，伴随 PMOS 管产生的杂散电容大约是 NMOS 管的 2 倍。图 8 由寄生电容表现出的 CMOS 模拟开关电路结构图 9 由电荷注入效应引起的主要寄生
10、电容表现出的等效电路当开关导通时，正电压加到 NMOS 管的栅极，而负电压加到 PMOS 管的栅极。因为寄生电容 CGDN 和 C GDP 失配，所以注入到漏极的正电荷和负电荷的数量不相等，这样就造成模拟开关输出端的电荷迁移，呈现出负向电压的尖脉冲。因为模拟开关现在处于导通状态，所以负电荷通过模拟开关的导通电阻(100)很快地放电掉。在第5s 处的仿真的曲线可以说明这一点(见图 10 和 11)。当开关断开时，负电压加到 NMOS 管的栅极，而正电压加到 PMOS 管的栅极。从而使充电电荷加到模拟开关的输出端。因为模拟开关现在处于断开状态，所以对这种注入正电荷的放电路经是一种高阻状态(100M
11、)。这样使开关在下次导通之前负载电容一直存贮这个电荷。这种仿真曲线清楚地说明，CL 上带的电压(由于电荷注入)在第 25s 再次导通之前一直保持 170mV。在这一点又将等量的负电荷注入到输出端，从而使 CL 上的电压降到 0V。在第 35s 此模拟开关再次导通，上述过程以这种周期方式连续进行。图 10 用于图 11 仿真输出曲线的时序图图 11 100kHz 模拟开关电荷注入效应仿真输出曲线当开关频率和负载电阻降低时，由于模拟开关在下次切换之前才能把注入电荷泄漏掉，所以开关输出包含正向尖峰和负向尖峰，如图 12 所示。图 12 在开关频率和负载电阻很低情况下模拟开关输出曲线问：如何改善模拟开
12、关的电荷注入作用?答：如上所述，电荷注入效应是由于 NMOS 管和 PMOS 管的寄生栅漏电容的失配造成的。如果使寄生栅漏电容匹配，那么就几乎不会有电荷注入效应。ADI 公司的 CMOS 模拟开关和多路转换器都能够很精密地做到这一点。通过在 NMOS 管的栅极和漏极之间引入一个虚拟电容(C DUMMY )的方法来解决它们之间的匹配问题，如图 13 所示。遗憾的是，只有在规定的条件下才能实现寄生电容的匹配，即 PMOS 管和 NMOS 管的源极电压都必须为 0V。这样做是因为寄生电容 C GDN 和 C GDP 不恒定，而是随其源极电压变化而变化的。当 NMOS 和 PMOS 管图 13 在 V
13、SOURCE =0V 条件下，实现寄生电容的匹配的源极电压变化时，其通道深度变化，从而使 C GDN 和 C GDP 跟着变化。因此电荷注入效应在 V SOURCE =0V 时的匹配情况，对于 V SOURCE 为其它值时提供参考。注：在匹配条件下，即 V SOURCE =0V，模拟开关的产品说明中通常给出电荷注入值。在这种情况下，大多数模拟开关的电荷注入值一般都非常好，最大 23pC，但对于 V SOURCE 等于其它值，电荷注入值将增加，增加程度依具体器件而定。许多产品说明都给出电荷注入值与源极电压 V SOURCE 关系曲线。问：在应用中，我如何减小电荷注入效应?答：由于一定量的电荷注入
14、引起的电荷注入效应在模拟开关的输出端产生一种电压毛刺。尖峰幅度是模拟开关输出的负载电容以及开关的导通时间和关断时间的函数，负载电容越大，输出电压毛刺越小，即 Q=CV 或 V=Q/C，其中 Q 恒定。当然，增加负载电容不是总能做到的，因为它会减少通道的带宽。但是对于音频应用来说，增加负载电容是减少那些无用的“劈拍”和“卡搭”声的有效方法。选择导通时间和关断时间短的模拟开关也是减小输出端尖峰幅度有效方法。因为在较长的时间范围内注入相同数量的电荷，从而使电漏泄时间变长，因此使毛刺变宽，而幅度降低。有些音频模拟开关，例如SSM2401/SSM2412(其导通时间规定为 10ms)采用上述方法是非常有
15、效的。还值得指出的是，电荷注入效应与模拟开关的导通电阻密切相关。通常导通电阻 R ON 越低，电荷注入作用越坏。其原因显然与导通电阻的几何尺寸有关，因为增加加 NMOS 和 PMOS 管的面积会降低 R ON ，而增大 C GDN 和 C GDP 。因此适当选择 R ON 来降低电荷注入效应的方法，对于许多应用也是一种选择。问：如何评估模拟开关和多路转换器的电荷注入作用?答：评估模拟开关和多路转换器电荷注入作用的最有效方法如图 14(左)所示。用相当高的工作频率(10kHz)控制开关的导通和断开，在(高阻探头)示波器的输出端观察输出波形，测得的类似曲线如图 14(右)所示。注入到负载电容的电荷注入量按公式 VOUT CL 计算，其中 V OUT 是输出脉冲幅度。图 14 电荷注入作用的评估方法珠海工商行 任坚 译，高工 校译自 Analog Dialogue,313(1997)
