提升ZVS_全桥性能的技术

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1、 提升 ZVS 全桥性能的技术提升 ZVS 全桥性能的技术 应用笔记 2006 年 4 月 4 日 AN1246.0 前言 前言 ZVS（零电压开关）全桥拓扑已经出现多年，并且已成为业界主流。虽然这种拓扑具有很多 优点， 但是也给设计人员带来一些有意思的挑战。 这种拓扑的主要缺点之一就是需要一个复 杂的栅极驱动来生成正确的开关波形信号。使用 Intersil 公司的 ISL6752 和 ISL6753 等器 件，就可以克服上述缺点。 另一个挑战就是可以实现零电压开关的有限负载范围。精良的设计能够低至最大负载的 50 实现 ZVS。但是，有一些技术能够有助于提升 ZVS 拓扑的工作范围，使之能够

2、低至最大负 载电流的 10。本文将讨论这些技术。 适用范围 适用范围 本设计指南提供了提升 ZVS 全桥拓扑的零电压范围方法。 这些方法对硬件电路进行最小的改 动，同时在不仅在零电压开关上，还在其他方面，例如降低共模电流、限制输出二极管的电 压等方面，都显著提高电路的性能。设计指南还给出了一些有用的应用电路例子。 能量和谐振 能量和谐振 零电压开关的关键在于， 存贮于变压器电感中的能量以及电路中的电容充放电所需的能量的 对比关系。 增大电感存贮的能量， 或者减小电容都会使得变换器设计能够在较低的输出电流 下进行零电压开关。 存贮的能量 E 可通过公式表示为： 2 21ILERES= （EQ.1

3、） 这里，RESL为变压器的等效谐振电感，I 为流过等效电感的电流大小。根据所采用的技术不同，这个电感最小可以只包含漏感，最大能包含折算到原边的输出电感量。在后面部分会有 更详细的讨论。 在续流阶段结束时刻， 或者就在开始功率传输阶段之前的时刻， 就要求提供 ZVS 所需的能量。 变压器的初级电压与电流如图 1 所示。续流电流出现在时刻 T0 与 T1 之间。ZVS 在 T1 时刻 需要能量。通常的全桥拓扑中，由于所有的开关器件在续流时刻都处于关断状态，因此电流 为零。但是，在 ZVS 全桥拓扑这样的初级钳位拓扑中，在续流模式期间，电流还能够继续流 动。在 T1 时刻，当初级钳位结束后，环流继

4、续流动，对 MOSFET 的电容以及其他寄生电容进 行充放电。 图 1 变压器电压以及电流 图 1 变压器电压以及电流 可以采用三种关键技术来提升 ZVS 的性能： ? 减小电容 ? 增大变压器等效谐振电感 ? 增大 T1 时刻的续流电流 由于在采用这三种方法时，电容以及变压器等效谐振电感都会改变，因此在 T1 时刻，谐振 瞬态持续时间也会发生变化。 谐振持续时间取决于上下侧 MOSFET 的寄生电容的充放电时间。该电容大小是漏源电压的函数，也就是我们熟知的OSSC（栅漏电容加上漏源电容） 。关于OSSC的信息可以在器件生产厂家的数据表上查到。由于该电容为电压的函数，采用按照下式定义的平均电容

5、AVGC： =BVOSS BAVGdVVCVC0)(1（EQ.2） 这里，BV定义为 ZVS 全桥变换器的供电电压。由于必须对上下侧的 MOSFET 进行充放电，因此总的电容为AVGC的两倍。故谐振频率可以通过下式来估算： 由于 MOSFET 在四分之一周期后打开（2/弧度） ，因此打开延时为： 公式 4 表明，如果谐振电感或者 MOSFET 的电容增大，则谐振时间也会增大。这个延时会使 可用的占空比减小，而且，在计算最大占空比的时候必须考虑这个延时。一般来说，谐振时 间越小越好。 在 400V 的设计中，典型的谐振时间为 300ns，而在 48V 的设计中，谐振时间为 100ns。建议 增大

6、存贮能量的电感，同时减小决定谐振时间以及能量需求的电容。 增大比例的另一个原因是，减小能实现完全 ZVS 的临界电流。变压器上的谐振电压幅度取决于电感中的电流以及 LC 网络的特性阻抗， 即 MOSFET 的电感与电容之比。 电压 等于： 这里为流经变压器初级的电流，而为在谐振期间变压器两端的电压。随着初级电流由于负载的增大而增大， 谐振电压幅度也会增大， 直至被电源电压钳位， 然后会流经 MOSFET 沟道或者体二极管。注意，该特征阻抗的值越大越好，以使初级电流很小，满足，以达到 ZVS 条件。出于设计目的，变压器的等效谐振电感应该尽可能的大，但是不能过大，以免影响谐振时间，同时 MOSFE

7、T 的电容应该保持在最小。 还要注意的是，通过设置使与相等，求解，变换器进行 ZVS 的折算（到原边）最小负载电流可以估算出来。 现在，已经建立了对 ZVS 拓扑的基本的理解，下面讨论提升 ZVS 变换器性能的技术。 变压器 变压器 每次变压器的初级绕组两端的电压改变的时候， 必须对变压器绕组的电容进行充放电。 这不 仅会使可用能量减小，而且还是共模电流的来源，引起 EMI 发射。 这时可以在变压器的初级与次级绕组之间增加更多的绝缘带，绝缘层厚度增大两倍或者三 倍，不会使整个变压器的尺寸变化太大。增加绝缘层厚度会使漏感增大，维持 ZVS 工作的负 载电流变得更低。根据绝缘带的厚度不同，共模电流

8、可以减小至二分之一到三分之一。 与其他拓扑不同的是，在 ZVS 全桥拓扑中，漏感是有益的。在标准全桥拓扑中，漏感越高， 在初级一侧的缓冲器的功率损失越多。在 ZVS 全桥拓扑中，能量越高越好。 如果一味增大漏感， 也会引起不利的效应。 一个不利效应就是由于磁场强度 H 很高所引起的 变压器绕组的趋肤电流。如果磁场强度 H 很高，应该将初级与次级绕组交错绕制，以减小交 流绕组损失。 对变压器还可以进行另外一个改动，就是使得变压器磁芯有气隙。这会降低磁化电感，增加 磁化电流，进而也就增加了存贮的能量。甚至很小的气隙都能够提升 ZVS 的性能，因为存贮 的能量与 I2成正比的。使变压器磁芯具有气隙能

9、稍微改善 ZVS 性能，也会产生其他的益处。 ? 变压器磁芯的气隙最好超过 2mil，使各变压器磁化电感的离散性将显著降低。当两个 半磁芯放在一起的时候，由于装配表面的不平整，会形成 0 至 2mil 的气隙。 ? 如果变换器的供电为稳压电源，例如 PFC 的输出，可以使磁芯具有气隙，来获得斜坡补 偿所需的磁化电流。 增加磁芯气隙的缺点就是会稍微增加初级的电流，以及 MOSFET 的导通损失。 MOSFET MOSFET 减小电容的另一个方法就是采用低电容的 MOSFET。通常都尽量采用具有低导通电阻的 MOSFET，来使导通损失最小。但是，低导通电阻的 MOSFET 具有较高的电容，该电容不

10、利 于变换器 ZVS 工作时的最小负载。由于电容较大，在没有发生 ZVS 的负载较小的情况下，开 关损失是主要的问题。 图 2 给出了一个例子。 1 号 MOSFET 为具有低导通电阻、 大电容的 MOSFET。 2 号 MOSFET具有两倍的导通电阻， 一半电容或者一半基片尺寸的 MOSFET。 在本例中， 1 号 MOSFET设计在低于 5A 时不会进行 ZVS。注意，在负载电流为 0A 时，该 MOSFET 的功率损失远高于 在满负载时的损失。这是由于开关损失远高于导通损失的缘故。在传统全桥拓扑中，因为功 率损失总是导通损失与开关损失的总和，功率损失曲线是单调的，而且数值很大。在 ZVS

11、 全桥拓扑中并非如此。在本例中，1 号 MOSFET 在没有负载时的功率损失要比满负载时的功 率损失多 15W。 图 2 MOSFET 功率损失 2 号 MOSFET 在满负载时具有更高的导通损失，但是在负载较小时具有较低的开关损失。还 要注意的是， 在负载电流低于 3A 之前， 开关损失不会引起主要问题。 更低的电容在达到 ZVS 工作所需的能量也越低。虽然导通损失为较高的 20W，但是也低于 1 号 MOSFET 的最大 25W 的损失。当要考虑最大损失时，采用 2 号 MOSFET 会具有更好的热性能。 饱和磁芯 饱和磁芯 ZVS型全桥拓扑的关键创新之一就是采用了饱和磁芯来改善ZVS工作

12、范围以及阻尼输出二极 管上的振荡。下面的电路示意输出放置饱和磁芯。 图 3 具有饱和磁芯的电路 要理解饱和磁芯的工作原理及其在改善 ZVS 工作性能方面的作用， 需要先回顾一下磁性材料 特性的背景知识。 理论 理论 所有的磁性材料都有 BH 回线代表的回滞特性，该回线表明了磁场强度 H 与磁通密度 B 之 间的关系。BH 曲线斜率就是磁导率。 在本应用中，饱和磁芯一般只工作于 BH 回线的四分之一部分，如下图所示。 图 4 BH 环 随着磁场强度 H 从零开始增大，磁通密度 B 也开始增大，直至发生饱和，就是。当达到时，材料的磁导率下降至，即真空的磁导率。达到时的磁场强度为。当 H 进一步增大

13、时，B 以一个很小的速率增大，该速率由决定。在这种状态下，材料发生饱和。 现在，如果 H 下降，B 不会显著下降，直至 H 变成稍微负向才会显著下降，此刻磁芯开始复 位。复位（去磁化）磁芯所需要的 H 的大小记为矫顽力 Hc。 基于这个信息，可以进行一些简化。如果 H，磁导率为低，如下图所示。 图 5 磁导率 VS H 由于电感与磁导率直接相关， 因此电感也会随着磁场强度 H 而变化。 但是电感还依赖于磁芯 的物理形状及其磁场性质。 当前只采用螺线管形状的磁芯， 因为这种形状易于绕组， 成本低。 饱和磁芯的外形如图 6 所示。 图 6 饱和磁芯的几何形状 有一对很重要的磁芯参数需要考虑，一个是

14、 lm，磁芯的平均磁路长度，另一个是等效截面 积 Ae，螺线管形状的磁芯电感为： 这里表示为 I 的函数。磁芯的磁导率具有两个状态，因此，电感也具有两个状态。磁场强度 H 与电流 I 之间的关系为： 这里 I 为电流，N 为匝数。故饱和时需要的电流幅度为： 在零偏置或者低偏置的时候，磁芯具有很高的磁导率，而在电流高于的时候，降 至。电感与电流的函数关系如下图所示： 图 7 电感 VS ISAT 图 7 表明，当时，电感为高值，而当时，电感值接近零。 现在可以应用磁芯的特性来理解电路中的磁芯的工作。 当电压第一次施加在磁芯上时， 电流线性增大。在此期间，磁芯处于阻滞状态，此刻磁芯就像一个很高的阻

15、抗或者很大的电感一样。当电流达到时，电感大小降至 0 亨利左右附近，阻抗变得非常低。如果电路中还有其他阻抗，则施加的电压主要降在其他阻抗元件上，饱和磁芯上的压降几乎为零。下图给出了这个效应的图形解释。 图 8 阻滞特性 在电流逐渐上升至之前，饱和磁芯就像一个高阻抗（开关开路）一样。磁芯保持高阻抗的时间，就是我们熟知的阻滞时间 tB。还需要注意的是，根据法拉第定律，磁场磁芯具有伏秒积恒定的特性。如果施加在磁芯上的电压增大，阻滞时间会按照比例减小，以满足伏秒积不变。造成这个现象的原因是，如果增大，电流上升的速率也会跟着增大，因此达到所需的时间减少了。 电压、电流以及时间之间的关系相当简单。如果，饱

16、和磁芯就像一个电感： 施加的电压已知，dI 就是，dt 为阻滞时间 tB。求解 tB为： 在上式中，代换 L 与，得： 简化该式，得： 该式表明，阻滞时间是所施加电压、磁芯形状、匝数以及磁性材料性质的函数。 式 12 表明了一个很有趣的关系， 首先， 阻滞时间与平均磁路长度 lm 无关。对于给定的磁性材料， 改变匝数或者磁芯的面积影响阻滞的能力。 不同的磁性材料具有不同的值。例如 Magnetics 公司的 J 系列与 W 系列材料具有相同的值，但是 R 材料就不同。式 12 是近似的关系式，但是在探讨相对关系时很有用。该式是在假设所施加的电压不变的情况下推导出来的，但实际情况中，电压波形非常复杂。即使使用式 12 也很难精确预测阻滞时间，该式只是表明什么参数变化会改变阻滞时间。 下一个需要讨论的问题是磁芯如何复位。根据前面讨论的磁性材料的 BH 回线特性，如果 H 不变成负向来复位磁芯，磁芯会一直处于饱和的状态。磁芯的复位与整流器的反向恢复特 性有直